Rundfunktechnik 

Diese Ausarbeitung bietet einen allgemeinen Überblick über die faszinierende Welt der Rundfunktechnik. Unser Ziel ist es, Ihnen einen leichten Einstieg in die Rundfunktechnik zu ermöglichen. Wir betrachten sowohl die klassische Röhrentechnik als auch integrierte Schaltungen, die eine bedeutende Rolle spielen. Diese Ausarbeitung richtet sich an Servicetechniker sowie ambitionierte Amateure, die die Rundfunktechnik betreiben und verstehen möchten. 

In Respekt und Gedenken an die Konstrukteure und die vielen Erfindungen in der Rundfunktechnik haben wir diese umfangreiche Dokumentation geschrieben. Der Stand der Technik entspricht dem Jahr 1972

 

Inhaltsverzeichnis: 

1. Einführung in die Rundfunktechnik
1.1 Maßstäbe und Zahlen

2. Grundlagen der Elektronik
2.1 Anpassung von Leistungen
2.2 Wechselspannung
2.3 Kapazitäten
2.4 Induktivitäten
2.5 Schwingkreise und elektromagnetische Wellen
2.6 Empfangsantennen
2.7 Modulation von Sendern

3. Passive elektronische Bauteile
3.1 Feste Widerstände
3.2 Veränderbare Widerstände: Potentiometer
3.3 Temperatur- und spannungsabhängige Widerstände
3.4 Kondensatoren
3.5 Spulen
3.6 Transformatoren

4. Komplexere elektronische Bauelemente
4.1 RC-Glieder
4.2 Eigenschaften von Schwingkreisen
4.3 Phasenwinkel bei Schwingkreisen
4.4 Besondere Formen von Schwingkreisen
4.5 LC-Glieder als Filter
4.6 Gekoppelte Kreise

5. Dioden
5.1 Anwendungen

6. Transistoren
6.1 Transistorbetriebsparameter
6.2 Feldeffekttransistoren

7. Elektronenröhren
7.1 Vakuumdioden
7.2 Verstärkerröhren

8. Verstärkerschaltungen in der Rundfunktechnik
8.1 Grundschaltungen mit Feldeffekttransistoren
8.2 Röhren-Grundschaltungen
8.3 Verstärkungskennlinienfelder
8.4 Mehrstufige Verstärkerschaltungen
8.5 Differenzverstärker
8.6 Gegentaktverstärker

9. Rückkopplung und Regelungstechnik
9.1 Transistor-Oszillatoren
9.2 Röhren-Oszillatoren
9.3 Gesteuerte Oszillatoren
9.4 Gegenkopplung
9.5 Regelungen
9.6 Automatische Verstärkungsregelung (AVR)
9.7 Automatische Frequenzabstimmung
9.8 Stabilisierte Stromversorgungen

10. Gleichrichter und Demodulatoren
10.1 AM-Demodulation
10.2 FM-Demodulation
10.3 Stereo-Decodierung

11. Elektroakustische Wandler und Speicher
11.1 Lautsprecher
11.2 Mikrofone
11.3 Schall-Aufnahmeverfahren
11.4 Tonabnehmer
11.5 Magnetband als Tonaufzeichnung

12. Vom Einkreiser zum Superheterodynprinzip
12.1 Überlagerungsempfänger-Prinzip
12.2 Gesamteigenschaften von Überlagerungsempfängern

13. Antennenkopplung und HF-Verstärkung
13.1 Antennenkopplung im AM-Bereich
13.2 Ferritantennen
13.3 Autoantennen
13.4 UKW-Antennen
13.5 HF-Verstärkung im AM-Bereich

14. Mischstufen
14.1 Additive Mischung
14.2 Multiplikative Mischung
14.3 Abstimmung im Superheterodynprinzip
14.4 Abstimmung mit Drehkondensatoren und Bereichsumschaltung
14.5 Abstimmung mit Variometern
14.6 Abstimmung mit Dioden

15. Zwischenfrequenzverstärker
15.1 Amplitudenbegrenzung
15.2 Verstärkerschaltungen
15.3 Schaltungen für Stereo-Decodierung

16. Niederfrequenzverstärker
16.1 RC-Kopplung
16.2 Transformatorkopplung
16.3 Einstellmöglichkeiten im NF-Bereich
16.4 Beispielschaltungen
16.5 Stereo-Verstärker
16.6 Schutzschaltungen für NF-Endstufen
16.7 HiFi-Anlagen
16.8 Anschlüsse für NF-Verstärker

17. Stromversorgung
17.1 Reiseradios
17.2 Autoradios

18. Rundfunkempfänger der ersten und zweiten Generation

19. Integrierte Schaltungen der dritten Generation

20. Komfortfunktionen bei Spitzengeräten
20.1 Senderspeichertasten
20.2 Automatische Sendersuche

21. Standardschaltungen aus der Radiotechnik

 

1. Einführung

 

 

Der Begriff "Radio" wird oft verwendet, um einen Rundfunkempfänger zu beschreiben. Ein tragbarer Empfänger wird manchmal als Kofferradio oder Transistorradio bezeichnet, manchmal sogar verkürzt als "Transistor". Doch Radio oder Rundfunk ist viel mehr als das. Es ist eine Kette von Einrichtungen, die Sprache und Musik über weite Entfernungen für viele Menschen hörbar machen. Dabei werden Schallwellen in verschiedene Schwingungsformen umgewandelt, die elektrischen Signale verstärkt und schließlich wieder in Schall zurückverwandelt.

Das beigefügte Bild gibt eine schematische Übersicht darüber. Schallwellen werden vom Mikrofon in Niederfrequenz- oder Tonfrequenzströme umgewandelt. Dann werden sie im Sender in Hochfrequenzströme umgewandelt, auf die Sendeantenne gegeben und als elektromagnetische Wellen ausgestrahlt. Die Empfangsantenne nimmt einen kleinen Teil dieser ausgestrahlten Hochfrequenzenergie auf, und der Empfänger wandelt sie durch mehrfache Umwandlungen wieder in Niederfrequenz- oder Tonfrequenzströme um. Der Lautsprecher gibt schließlich die Schallwellen wieder, so dass die Sendung hörbar wird. Die Hauptaufgaben in dieser Übertragungskette sind:

- Das Umsetzen von Schallschwingungen in elektrische Schwingungen und umgekehrt.
- Das Umsetzen von Niederfrequenzschwingungen in Hochfrequenzschwingungen und umgekehrt.
- Das Verstärken von elektrischen Niederfrequenz- und Hochfrequenzschwingungen.

Der Aufbau und die Funktionsweise von Rundfunksendern sind Angelegenheiten von Fachleuten. In diesem Buch werden jedoch nur die Grundprinzipien der Umwandlung von Niederfrequenz- in Hochfrequenzschwingungen behandelt, also das Modulieren von Hochfrequenzschwingungen mit Tonfrequenzen. Hauptsächlich werden die Funktion und die Schaltungstechnik von Rundfunkempfängern behandelt.

 

 

 

Hörbare Schallschwingungen erstrecken sich im Frequenzbereich von 15 Schwingungen pro Sekunde bis 15.000 Schwingungen pro Sekunde. Diese Frequenzen werden in Hertz (Hz) gemessen, wobei 1.000 Hz einem Kilohertz (kHz) entsprechen und 1.000.000 Hz einem Megahertz (MHz) entsprechen.

Die elektromagnetischen Schwingungen, die für Rundfunkübertragungen verwendet werden, liegen im Frequenzbereich von 150 kHz bis 104 MHz.

Hier ist eine Übersicht über die verschiedenen Frequenzbereiche:

- Tonfrequenz: 15 Hz - 15 kHz (15.000 Hz)
- Langwellen (LW): 150 kHz - 300 kHz (150.000 Hz)
- Mittelwellen (MW): 525 kHz - 1605 kHz (1.080.000 Hz)
- Kurzwellen (KW): 6 MHz - 23 MHz (17.000.000 Hz)
- Ultrakurzwellen (UKW): 87,5 MHz - 104 MHz (16.500.000 Hz)

Bitte beachten Sie, dass die grafische Darstellung in der Tabelle logarithmisch skaliert ist, was bedeutet, dass der UKW-Bereich schmaler erscheint als der Tonfrequenzbereich. Die rechte Spalte der Tabelle zeigt jedoch, dass im UKW-Bereich viel mehr Frequenzen untergebracht werden können.

 

 

Verstärker sind unerlässlich, um schwache elektrische Signale, Ströme oder Spannungen zu verstärken und im Empfänger die Leistung zu erzeugen, die für den Betrieb des Lautsprechers erforderlich ist. Das allgemeine Schaltsymbol für einen Verstärker ist ein Dreieck, wie in Bild 1.03a dargestellt. Die Spitze des Dreiecks gibt die Richtung des Signalflusses an. In Blockschaltungen wird dieses Dreieck manchmal mit einem rechteckigen Kästchen umrandet, wie in Bild 1.03b gezeigt.

Der Hauptbestandteil einer Verstärkerstufe ist in der Regel ein Transistor oder mehrere Transistoren, die neuerdings in einem einzigen Bauelement, einer integrierten Schaltung, zusammengefasst sind. Das Verstärkersymbol gilt jedoch auch für die früher üblichen Röhrenverstärker.

Der Eingang einer Verstärkerstufe ist in der Regel hochimpedant, so dass nur ein geringer Eingangsstrom fließt (ie). Um die Spannung zu verstärken, macht man den Ausgangs- oder Lastwiderstand (RL) hochimpedant, so dass gemäß dem Ohmschen Gesetz die Ausgangsspannung (ua) groß wird: ua = ia * RL. Das Verhältnis zwischen dem Eingangsstrom (ia) und dem Kollektorstrom (ic) wird als Stromverstärkung oder Stromverstärkungsfaktor (β) bezeichnet:

Vi = ia / ic

 

 

Ebenso wichtig wie das Verstärken elektrischer Schwingungen ist die Umsetzung in andere Frequenzbereiche. Die Tonfrequenz oder Modulationsfrequenz (fi) im Sender wird auf die hochfrequente Trägerfrequenz aufmoduliert. Die modulierte Trägerfrequenz (fm0) wird verstärkt und ausgestrahlt.

Im Empfänger verstärkt man die empfangene Hochfrequenzschwingung und wandelt sie dann in ein niedrigeres Frequenzband um, das besser verstärkt werden kann. Dieses Frequenzband nennt man die Zwischenfrequenz (Zf). Ähnlich wie beim Umsetzen in ein höheres Frequenzband im Sender wird auch hier ein zusätzlicher Schwingungserzeuger benötigt. Im Empfänger wird dieser als Oszillator bezeichnet und die von ihm erzeugte Frequenz als Oszillatorfrequenz (f0).

Um die modulierte Zwischenfrequenz in die Tonfrequenzsignale umzuwandeln, werden Demodulatoren oder Detektoren verwendet. Diese arbeiten in der Regel mit Dioden. In Bild 1.04b ist das allgemeine Schaltsymbol eines Demodulators in Blockschaltungen dargestellt.

 

 

Die gängigen Rundfunkempfänger arbeiten nach dem Überlagerungsprinzip, was bereits anhand der Symbole für Verstärker und Signalumsetzer erklärt werden kann. Dabei werden die empfangenen Hochfrequenzschwingungen, wie bereits im vorherigen Bild erwähnt, in ein niedrigeres Frequenzband umgewandelt. Zunächst werden sie direkt verstärkt und dann an den als Mischstufe bezeichneten Signalumsetzer weitergeleitet. In dieser Stufe werden sie mit der im Empfänger erzeugten Oszillatorfrequenz (fo) gemischt. Dieser Vorgang wird auch als Überlagern bezeichnet. Dabei entsteht eine neue Schwingung, die jedoch genau das ursprünglich im Sender aufmodulierte Tonfrequenzsignal enthält. Diese Zwischenfrequenz (fz) wird im Zwischenfrequenz-Verstärker weiter verstärkt und im Demodulator in die Niederfrequenzschwingung (Nf) umgewandelt.

 

Maßstäbe und Zahlen

 

 

In der Darstellung von Eigenschaften und Wirkungsweisen von Einzelteilen und Schaltungen werden häufig Kurven und Diagramme verwendet. Für größere Bereiche werden logarithmische Teilungen verwendet. Bei logarithmischen Skalen entsprechen gleiche Zahlenverhältnisse immer den gleichen Abständen. Ein Schritt von 1 zu 2 (1:2) entspricht dem von 2:4, 4:8, 10:20 oder 50:100. Dadurch ist die prozentuale Genauigkeit überall gleich, und Toleranzbereiche von beispielsweise ±10 % haben immer die gleiche Breite, wie in Bild 1.11 dargestellt.

 

1.12

 

Vereinfachte logarithmische Skalen mit gleichen Abständen und den Zahlenwerten 1 - 2 - 4 - 8 - 15 - 30 - 60 - 120 - 250 - 500 - 1000 können ohne größere Fehler gezeichnet werden, wie in Bild 1.12 dargestellt.

 

1.13

 

Die Werte für Widerstände und Kapazitäten basieren ebenfalls auf logarithmischen Skalen mit Schritten von 1:1,2 (entsprechend einer 20 %-igen Zunahme), wie in Bild 1.13 gezeigt.

Logarithmische Skalen haben keinen Nullpunkt. Sie setzen sich nach links immer in gleichen Schritten von 2:1 oder 10:1 fort. Die wichtigsten Eigenschaften logarithmischer Skalen sind:

- Großer Bereichsumfang
- Gleiche prozentuale Genauigkeit an allen Stellen der Skala
- Gleiche Zahlenverhältnisse

Musikalische Intervalle in der Tonleiter haben auch gleiche Zahlenverhältnisse, wie z. B. die Oktave (1:2), Quinte (2:3), Quarte (3:4) und Große Terz (4:5). Daher werden logarithmische Teilungen auch für Tonfrequenzspektren verwendet. Dadurch kann das Verhalten von Schaltungsstufen bei hohen und tiefen Frequenzen gleichermaßen beurteilt werden.

Unterschiede in der Lautstärke werden vom Gehör auf eine ähnliche Weise wie logarithmische Skalen wahrgenommen. Schalldruckänderungen im Verhältnis 1:2 sind immer deutlich wahrnehmbar, unabhängig davon, ob jemand flüstert oder ein großes Orchester zum Fortissimo übergeht. Aus diesem Grund werden Potentiometer mit logarithmischem Kennlinienverlauf als Lautstärkeeinsteller verwendet.

 

1.14

 

Lautstärkeunterschiede bei Verstärkern basieren auf Änderungen der Ausgangsleistung. Aus diesem Grund wurde eine spezielle logarithmische Skala geschaffen. Die Erhöhung der Leistung im Verhältnis von 1:10 wird als 1 Bel bezeichnet. Die Skala wird in 10 Dezibel (dB) unterteilt, wie in Bild 1.14 gezeigt. 1 dB entspricht einem Leistungsverhältnis von 1:1,26, was etwa 25 % mehr Leistung bedeutet. In der Empfänger- und Verstärkertechnik wird jedoch hauptsächlich mit Spannungen gerechnet. Wenn die Spannung an einem Widerstand um das Zehnfache erhöht wird, steigt die Leistung auf das Hundertfache, da P = U^2 / R. Ein Leistungsverhältnis von 1:100 entspricht 20 dB, wie in Bild 1.14 dargestellt. Ein Spannungsverhältnis von 1:10 entspricht ebenfalls 20 dB. Die Tabelle unten zeigt die Zusammenstellung von Spannungsverhältnissen und dB-Werten. Verstärkungsgrade und Dämpfungen von Empfängerstufen und Spannungsteilern, also das Verhältnis von Eingangs- zu Ausgangsspannungen, werden ebenfalls in dB angegeben. Ein Spannungsunterschied von 1:1,41, was 3 dB entspricht, wird vom Ohr gerade noch gut wahrgenommen. Daher ist 3 dB ein wichtiges Maß für die Beurteilung des Verstärkungsrückgangs bei den Frequenzen an der unteren und oberen Grenze des Übertragungsbereichs.

 

1.15

 

In der Tonfrequenztechnik werden bestimmte Spannungswerte als Nullpegel festgelegt und positive und negative dB-Werte von diesem Nullpegel aus berechnet. In der Nachrichtentechnik beträgt der übliche Nullpegel 0,775 V, was einer Leistung von 1 mW an 600 Ohm entspricht. Tonfrequenzvoltmeter, die auch eine dB-Skala haben, sind so konzipiert, dass das Instrument in den benachbarten Bereichen jeweils 4-10 dB oder -10 dB mehr oder weniger anzeigt. Beachten Sie: Bei importierten Tonfrequenzvoltmetern wird oft der Wert 1,73 V als Nullpegel für die Dezibelteilung verwendet (US-Pegel). Ein Vorteil der dB-Berechnungen besteht darin, dass Verstärkungsfaktoren nicht multipliziert werden müssen, sondern die dB-Werte einfach addiert werden können.

Bei Formelrechnungen sollten stets die Grundgrößen der Maßeinheiten verwendet werden: Volt (V), Watt (W), Hertz (Hz), Ampere (A), Farad (F), Meter (m), Ohm (Ω), Henry (H) und Sekunde (s). Die Ergebnisse werden dann auch in diesen Grundgrößen angegeben, und es ist nicht notwendig, Einheitengleichungen durch die Zahlenrechnungen zu führen. Bruchteile und Vielfache von Grundgrößen sollten als Zehnerpotenzen in die Gleichungen eingesetzt werden. Dieses Verfahren hat den Vorteil, dass man immer von den elektrotechnischen Grundformeln ausgehen kann.

Ab der 12. Auflage dieses Buches wird die Stromrichtung entsprechend der klassischen Elektrizitätslehre gezählt, d.h., vom Pluspol der Spannungsquelle über den äußeren Stromkreis zum Minuspol der Spannungsquelle. Selbst wenn man aus der Röhrentechnik weiß, dass der Elektronenstrom in entgegengesetzter Richtung fließt, sollte man sich mit dieser rein rechnerischen Zählrichtung anfreunden.

 

2. Grundlagen der Elektronik

2.01

 

Das Bild 2.01 beschreibt das Ohmsche Gesetz und zeigt die Widerstandskennlinien, die den linearen Zusammenhang zwischen Spannung U, Strom I und Widerstand R veranschaulichen. Gemäß dem Ohmschen Gesetz gilt: I = U/R, U = I*R und R = U/I. Der Kehrwert eines Widerstands wird als Leitwert G bezeichnet, und seine Einheit ist der Siemens (S), definiert als 1 A/1 V.

Die Widerstandskennlinien stellen die Abhängigkeit des Stroms von der Spannung für verschiedene Widerstandswerte R dar. Durch Berechnung der zugehörigen Ströme für ausgewählte Spannungswerte und deren Darstellung in einem Diagramm werden die Kennlinien erstellt. Dabei verlaufen die Kennlinien linear vom Nullpunkt aus. Es genügt, einen einzigen Wert zu berechnen und mit dem Nullpunkt zu verbinden, um eine Widerstandskennlinie zu zeichnen. Alternativ werden sie auch als Strom-Spannungskennlinien bezeichnet, da sie den Strom als Funktion der Spannung für spezifische Widerstandswerte darstellen.

Das Bild 2.01 zeigt Beispiele für Widerstandskennlinien gemäß dem Ohmschen Gesetz. Wenn der Widerstandswert verdoppelt wird, fließt bei gleicher Spannung nur die Hälfte des Stroms. Die Kennlinien für höhere Widerstandswerte verlaufen flacher, während kleinere Widerstandswerte, wie in Bild 2.01 für R = 1 kΩ dargestellt, steilere Kennlinien erzeugen, da höhere Ströme fließen. Die Steilheit der Kennlinie steht im Verhältnis zum Widerstandswert, wobei eine geringere Steigung auf einen höheren Widerstand hinweist.

Es ist wichtig, den Unterschied zwischen dem Begriff "Widerstand" und dem "Widerstandswert" zu beachten. Der Begriff "Widerstand" bezieht sich auf das elektrische Bauelement selbst, wie beispielsweise ein buntlackiertes Stäbchen, das in eine Schaltung eingebaut ist. Der Widerstandswert hingegen beschreibt die elektrischen Eigenschaften dieses Bauelements. Ähnliches gilt für den Begriff "Kondensator" und die "Kapazität".

 

2.02

 

Das Bild 2.02 beschreibt das Konzept der Kennliniensteilheit und wie sie numerisch ermittelt werden kann. Um die Steilheit einer Kennlinie oder eines bestimmten Abschnitts davon zu bestimmen, werden zwei Punkte A und B auf der Kennlinie ausgewählt. An diesen Punkten werden die entsprechenden Werte für den Strom I₁, I₂ und die Spannung U₁, U₂ abgelesen. Daraus werden die Differenzwerte ΔI = I₂ - I₁ und ΔU = U₂ - U₁ gebildet.

Der große griechische Buchstabe Δ (Delta) wird als Formelzeichen für die Differenz zweier Werte verwendet. Um die Steilheit S der Kennlinie zu berechnen, wird ΔU durch ΔI dividiert:
S = ΔU / ΔI.

Die Steilheit wird in der Einheit A/V angegeben und entspricht einem Leitwert. Es ist jedoch wichtig, das Formelzeichen S für die Steilheit von dem Buchstaben S = Siemens zu unterscheiden, der die Einheit des Leitwerts repräsentiert. In der Röhrentechnik wird der Begriff S verwendet, um die Steilheit in mA/V zu bezeichnen, was die Änderung des Stroms durch eine 1 V Steuerspannungsänderung angibt. Dabei handelt es sich jedoch nicht um die Steilheit einer Widerstandskennlinie, sondern um die Steuerkennlinie einer Röhre. Die Kennliniensteilheit ermöglicht es, die Änderungsrate von Strom und Spannung auf einer Kennlinie zu quantifizieren. Sie ist ein wichtiges Maß, um die Charakteristik einer elektronischen Komponente oder Schaltung zu verstehen und zu analysieren.

 

2.03

 

Ohmsche Widerstände zeigen lineare Kennlinien, aber bei anderen Bauelementen verlaufen die Strom-Spannungs-Kennlinien gekrümmt. Der Widerstandswert dieser Bauelemente ändert sich in Abhängigkeit von der angelegten Spannung. In Bild 2.03 werden für die Punkte P₁ und P₂ die folgenden Widerstandswerte berechnet: R₁ = U₁/I₁ = 2 / (8*10^-9) = 250 Ohm und R₂ = U₂/I₂ = 5 / (62.5*10^-9) = 80 Ohm.

Diese Berechnungen beziehen sich auf Gleichspannungen, die von Null aus gemessen werden. Mit anderen Worten, wenn eine Spannung von 2 V an das Bauelement angelegt wird, verhält es sich wie ein Widerstand mit einem Wert von 250 Ohm. Wenn jedoch eine Spannung von 5 V angelegt wird, wirkt es wie ein 80-Ohm-Widerstand. Dieses Verhalten wird als nichtlinear bezeichnet.

 

2.04

 

In Bild 2.04 wird ein Bauelement an einem Arbeitspunkt P auf der Kennlinie betrachtet. Es erhält eine feste Vorspannung Uv, und um diesen Arbeitspunkt herum wird eine sehr kleine Änderung oder Differenz der Spannung du überlagert. Diese kleine Änderung bewirkt eine entsprechende kleine Änderung des Stroms di. Der differentielle Widerstand r wird als Verhältnis zwischen der Differenzspannung du und der daraus resultierenden Stromänderung di definiert: r = du/di.

Die Differenzspannung du ist in der Regel eine Wechselspannung. Für sie gilt nicht der Gleichstromwiderstand R, der am Punkt P vorherrscht, sondern der differentielle Widerstand r.

Um den Zahlenwert von r zu bestimmen, wird eine Tangente durch den Punkt P gezeichnet, die sich auf beiden Seiten unter dem gleichen Winkel an die Kurve anschmiegt. Aus den Differenzwerten ΔU und ΔI an den Hilfspunkten A und B berechnet sich der differentielle Widerstand r ähnlich wie in Bild 2.02: r = ΔU / ΔI.

Auch hier gilt: Eine größere Steilheit entspricht kleineren Widerstandswerten.

Zahlenberechnung zu Bild 2.04:
- Gleichstromwiderstand am Punkt P: R = 4 / (32*10^-9) = 125 Ohm
- Differentieller Widerstand am Punkt P: r = ΔU / ΔI = 2 / (42*10^-9) = 47.5 Ohm

 

2.05: Spezifischer Widerstand

Das vorliegende Bild beschäftigt sich mit dem spezifischen Widerstand eines elektrischen Leiters. Der spezifische Widerstand, symbolisiert durch das Zeichen ρ (rho), ist eine Materialkonstante, die den Widerstand eines Leiters in Abhängigkeit von seiner Länge und seinem Querschnitt beschreibt. Dabei wird üblicherweise der spezifische Widerstand für eine Leiterlänge von 1 Meter und einen Querschnitt von 1 Quadratmillimeter angegeben. Für Isolatoren und Halbleiter bezieht sich dieser Wert auf ein Leiterstück mit einer Länge von 1 Zentimeter und einem Querschnitt gemäß Bild 2.05.

Der spezifische Widerstand ρ wird in der Einheit Ohm mal Zentimeter (Ohm * cm) angegeben und dient als Maß für die elektrische Leitfähigkeit eines Materials. Niedrigere Werte für den spezifischen Widerstand deuten auf eine bessere Leitfähigkeit hin, während höhere Werte auf eine geringere Leitfähigkeit hinweisen.

Im Folgenden sind einige Beispiele für spezifische Widerstandswerte ρ gemäß der oben genannten Definition aufgeführt:

- Kupfer: 1,72 * 10^-6 Ohm * cm
- Aluminium: 2,82 * 10^-6 Ohm * cm
- Silber: 1,59 * 10^-6 Ohm * cm
- Eisen: 10 * 10^-6 Ohm * cm
- Kohlenstoff (Graphit): 35 * 10^-6 Ohm * cm

Diese Werte spielen eine bedeutende Rolle bei der Beurteilung der Leitfähigkeit verschiedener Materialien.

 

2.06: Elektrische Leistung

 

Das Bild 2.06 beschäftigt sich mit der elektrischen Leistung in einem Widerstand. Die elektrische Leistung P wird allgemein als das Produkt aus Spannung U und Strom I definiert: P = U * I. Im Falle eines Widerstands R wird diese Leistung im Widerstand selbst umgesetzt und in Form von Wärmeenergie abgegeben.

Um die elektrische Leistung genauer zu betrachten, kann das Ohmsche Gesetz angewendet werden. Setzt man die entsprechenden Ausdrücke für Spannung U (U = I * R) und Strom I (I = U / R) in die Leistungsformel ein, ergibt sich folgendes Schema von Gleichungen:

- Leistung: P = U * I
- Leistung mit Ohmschem Gesetz: P = I * R * I = I^2 * R = U^2 / R

Diese Gleichungen zeigen, wie die elektrische Leistung in einem Widerstand in Abhängigkeit von Strom und Widerstandswert berechnet werden kann. Sie verdeutlichen auch, dass die Leistung proportional zum Quadrat des Stroms oder zur Spannung und umgekehrt proportional zum Widerstand ist.

 

2.07: Verlustleistung

 

Das Bild 2.07 beschäftigt sich mit der Verlustleistung, die in einem elektrischen System entsteht. Die Verlustleistung entsteht durch die Umwandlung von elektrischer Energie in andere Energieformen, wie beispielsweise Wärmeenergie. Sie tritt insbesondere in Komponenten wie Widerständen, Kabeln und anderen Bauteilen auf.

Die Verlustleistung P_verlust kann durch die Differenz zwischen der zugeführten Leistung P_zugeführt und der abgegebenen Leistung P_abgegeben berechnet werden: P_verlust = P_zugeführt - P_abgegeben. In vielen Fällen kann die Verlustleistung auch direkt als das Produkt aus dem Strom I und dem Spannungsabfall U über einem Bauteil berechnet werden: P_verlust = U * I.

Die Verlustleistung ist ein wichtiger Faktor bei der Auslegung und Dimensionierung von elektrischen Systemen, da sie die Effizienz und Wärmeentwicklung beeinflusst. Sie kann durch geeignete Maßnahmen, wie zum Beispiel die Verwendung von Bauteilen mit geringem Widerstand oder eine optimierte Kühlung, minimiert werden.

 

2.08: Leistungs-Hyperbel

 

Das Bild 2.08 zeigt eine Leistungs-Hyperbel, die entsteht, wenn die Strom- und Spannungswerte, die zu einer bestimmten Verlustleistung gehören, in ein Diagramm mit linear geteilten Achsen eingetragen werden. Diese Hyperbel stellt eine stetig gekrümmte Kurve dar. Im Beispiel wird die zulässige Verlustleistung eines Transistors mit P_y = 100 mW = 100 • 10^-3 W dargestellt. Stromwerte, die sich unterhalb der Hyperbel befinden, sind im Dauerbetrieb zulässig, während Werte oberhalb der Hyperbel als unzulässig gelten.

Die Leistungs-Hyperbel dient zur Veranschaulichung der Betriebsgrenzen eines Bauteils, insbesondere in Bezug auf seine Leistungsfähigkeit und thermische Eigenschaften. Sie gibt an, welche Kombinationen von Strom und Spannung innerhalb der spezifizierten Verlustleistungsgrenzen liegen.

 

2.09: Doppeltlogarithmische Darstellung der Leistungs-Hyperbel

 

Im Bild 2.09 wird eine Leistungs-Hyperbel in ein doppeltlogarithmisches Liniennetz mit gleichen Achsenteilungen eingetragen. Dabei ergibt sich eine gerade Linie, die unter einem Winkel von 45° geneigt ist. Diese Darstellung wird häufig in Datenblättern für Leistungstransistoren und Schalttransistoren verwendet.

Die doppeltlogarithmische Darstellung bietet den Vorteil, dass Verhältnisse und Beziehungen zwischen Strom, Spannung und Verlustleistung in einer einfachen und übersichtlichen Weise abgelesen werden können. Durch den gleichmäßigen Achsenteilungsfaktor auf beiden Achsen erscheinen prozentuale Veränderungen als gleiche Abstände entlang der Linie.

Die doppeltlogarithmische Darstellung der Leistungs-Hyperbel ermöglicht eine schnelle und genaue Analyse der Leistungsfähigkeit von Bauteilen und erleichtert die Auswahl und Dimensionierung entsprechender Schaltungen und Anwendungen.

 

2.10: Spannungsteiler

 

Der Spannungsteiler wird in der Empfängertechnik als Vierpoldämpfungsglied betrachtet. Er teilt die Gesamtspannung am Eingang in eine Teilspannung am Ausgang auf. Das Verhältnis zwischen der Teilspannung und der Gesamtspannung entspricht dem Verhältnis des Teilwiderstandes Ro zum Gesamtwiderstand Ri + R2. Diese Beziehung gilt sowohl für Gleichspannungen und Gleichstromwiderstände als auch für Wechselspannungen und Wechselstromwiderstände.

Wenn der Ausgang des Spannungsteilers mit zusätzlichen Widerständen belastet wird, verringert sich die Ausgangsspannung. Dies kann besonders störend sein, wenn ein Potentiometer zur Lautstärkeeinstellung verwendet wird. Daher ist es wünschenswert, dass der Belastungswiderstand im Vergleich zum Wert des abgegriffenen Teilwiderstandes möglichst hoch ist, damit sich die Lautstärkeänderung nicht wesentlich beeinflusst.

Ein hochohmiger Belastungswiderstand sorgt dafür, dass sich die Ausgangsspannung des Spannungsteilers weniger verändert, wenn zusätzliche Widerstände angeschlossen werden. Dies ist wichtig, um eine präzise Einstellung und Steuerung von Spannungen in Schaltungen und Anwendungen zu gewährleisten.

 

 Steuerbare Spannungsteiler

 

In Bild 2.11 wird ebenfalls ein Spannungsteiler dargestellt, jedoch mit variablen Widerstandswert Rj, der einstellbar oder steuerbar ist. Die Ausgangsspannung U ergibt sich gemäß der Gleichung U = Ub * Ri / (RL + Ri), wobei Ub die Eingangsspannung ist.

Wenn Rj den Wert 0 hat, fließt der maximale Strom Imax = Ub/Rl, jedoch beträgt die Ausgangsspannung U in diesem Fall 0. Wenn Rj den Wert Rl hat, ist der Gesamtwiderstand im Stromkreis doppelt so hoch wie zuvor und es fließt nur noch die Hälfte des Stroms. Die Ausgangsspannung beträgt dann U = 1/2 * Ub. Wenn Rj einen unendlich großen Wert hat (Rj = ∞), ist der Stromkreis an dieser Stelle unterbrochen. Es fließt kein Strom mehr und an den offenen Klemmen liegt die volle Betriebsspannung Ub an.

 

2.12: Übersetzung auf einen Transistor

 

In Bild 2.12 wird die Schaltung aus Bild 2.11 auf einen Transistor übertragen. Ein Transistor fungiert als ein elektronisch gesteuerter Widerstand. Der Widerstandswert des Transistors wird durch eine Steuerspannung Ust an der Basis geändert. Die gleichen Überlegungen hinsichtlich der Ausgangsspannung U, des Stroms I, des Lastwiderstands Rl und des variablen Widerstandswerts Rj gelten auch hier.

 

2.13 Die Arbeitskennlinie

 

Für die Schaltungen in Bild 2.11 oder 2.12 können bestimmte Zahlenwerte angenommen werden, wie zum Beispiel Uß = 12 V und Rl = 3 kΩ (3 • 10^3 Ω). Durch Berechnungen mit den zuvor genannten Gleichungen für Uß und Imax lassen sich weitere Zwischenwerte ermitteln. Die folgende Tabelle zeigt Wertepaare für U und I, die eine gerade Linie im Diagramm ergeben. Diese Linie gilt für Rl und hat eine negative Steigung, die den Widerstandswert RL = Ub / Imax = 3000 Ω widerspiegelt.

Der Verlauf der Arbeitskennlinie hängt somit ausschließlich von den Werten Rl und Ub ab. In der Empfängerschaltungstechnik repräsentiert Rl den Lastwiderstand, den Außenwiderstand oder den Arbeitswiderstand einer Röhre oder eines Transistors. Daher wird eine solche Kennlinie als Arbeitskennlinie oder dynamische Kennlinie bezeichnet. Der steuerbare Widerstand Rj verschiebt den Gesamtstrom entlang der Arbeitskennlinie, wobei der genaue Wert von Rj nicht bekannt sein muss. Arbeitskennlinien können in die Kennlinienfelder beliebiger Transistortypen eingezeichnet werden, solange der Lastwiderstand Rl und die Betriebsspannung Uß bekannt sind.

 

2.14 Innenwiderstand von Spannungsquellen

Die Abhängigkeit der Ausgangsspannung von einem Innenwiderstand ist bereits aus der klassischen Elektrizitätslehre bekannt. Eine Spannungsquelle besteht aus einer treibenden Quellspannung oder Urspannung E (auch als elektromotorische Kraft oder EMK bezeichnet) und einem inneren Widerstand Rj. Wenn Strom aus der Spannungsquelle entnommen wird, nimmt die Teilspannung am Innenwiderstand Rj zu. Die Nutzspannung U am Lastwiderstand Rl ist dann gegeben durch U = E - I • Rj. Alternativ kann man auch die Spannungsteilerformel verwenden, die besagt: U / E = EL / (Ri + RL); U = E * (Rl / (Ri + Rl)).

 

2.15  Innenwiderstand Wechselspannungsquelle

 

Aus diesen Gleichungen lässt sich erkennen, dass die Nutzspannung U am Außenwiderstand Rl umso größer ist, je kleiner der Innenwiderstand Rj ist. Dies gilt auch für Wechselspannungsgeneratoren (wie in Bild 2.15 gezeigt) und Verstärkersysteme. Die Ersatzschaltung für den Ausgangskreis solcher Systeme besteht ebenfalls aus einer Quellspannung und einem Innenwiderstand. Wenn der Innenwiderstand im Vergleich zum Lastwiderstand klein ist, geht weniger Spannung verloren und die Nutzspannung bleibt konstanter, auch bei Belastungsschwankungen.

 

2.16 Spannungs- und Leistungsanpassung

 

Eine Verstärkerstufe kann als Generator mit einer Quellenspannung E und einem Innenwiderstand Rj betrachtet werden, der eine Ausgangsspannung U an einen Lastwiderstand Rl liefert (siehe Bild 2.16). Für diese Stufe gilt die Gleichung U = E * RL / (Ri + RL), wobei Ri der Innenwiderstand ist.

Die Ausgangsspannung U ist am größten, wenn der Lastwiderstand Rl im Vergleich zum Innenwiderstand Rj groß ist, also die Belastung gering ist. Dies wird als "Spannungsanpassung" bezeichnet. In Bild 2.17 wurde eine Beispielkurve für die Spannungsanpassung berechnet und auf 100% der Ausgangsspannung normiert.

Bei großen Lastwiderständen, beispielsweise Rl = 20 * Rj oder höher, nähert sich die Kurve stark dem Wert von 100% an. Das bedeutet, dass nahezu die volle Quellenspannung E an den Ausgangsklemmen erscheint. Dies führt zu einer maximalen Spannungsverstärkung bei hohen Werten des Lastwiderstands Rl.

 

2.17 Spannungsanpassung

 

Daraus ergeben sich durch Umformung die folgenden Teilleistungen:
Pa = E * RL / (Ri + RL)² = Ausgangsleistung
Py = E * RL / (Ri + RL)² = Verlustleistung

Wenn man nun die normierte Nutzleistung Pa für verschiedene Verhältnisse von Ri und Rl berechnet, erhält man die in Bild 2.17 dargestellte Kurve, die als "Leistungsanpassung" bezeichnet wird.

Wenn Rl = 0 ist, also die Ausgangsklemmen kurzgeschlossen sind, muss der Innenwiderstand Rj die gesamte erzeugte Leistung aufnehmen. Dadurch erwärmt er sich stark, was bei Kurzschlüssen in den Lautsprecherleitungen von Transistor-Endstufen gefährlich sein kann. Die Transistoren können sich in diesem Fall bis zur Zerstörung überhitzen.

Bei hohen Werten von Rl kann kein großer Strom fließen, weshalb die Leistung rechts vom Maximum in Bild 2.17 ebenfalls abnimmt. Bei Rl = Ri kann also die maximale elektrische Leistung aus einem Generator oder Verstärker entnommen werden. Dies wird als Leistungsanpassung bezeichnet.

 

Anpassung von Leistungen

Der flache Verlauf des Kurvenscheitels in Bild 2.17 zeigt, dass geringe Abweichungen oder Fehlanpassungen noch nicht sehr nachteilig sind. Wenn beispielsweise Rj = 6 Ω ist, dann gilt für Belastungen von 4 Ω und 8 Ω: Rl = 0.66 Rj bzw. Rl = 1.33 Rj. Bei diesen Werten sinkt die Leistung nur minimal ab, so dass in Verstärkeranlagen in der Regel Lautsprechergruppen mit 4 bis 8 Ω Anpassungswiderstand ohne Probleme verwendet werden können.

Beim Leistungsmaximum von 50 % am Lastwiderstand werden die restlichen 50 % der Leistung im Inneren der Spannungsquelle, zum Beispiel im Leistungstransistor, in Wärme umgewandelt. Die äußere elektrische Leistung wird in Schalleistung umgesetzt. Daher müssen Leistungstransistoren über Kühlrippen oder Kühlflächen verfügen, damit sie die entstehende Verlustwärme effektiv abstrahlen können. Es ist wichtig, diese Kühlkörper nach Wartungsarbeiten oder dem Austausch von Transistoren sorgfältig anzubringen.

 

Wechselspannung

 

2.21a

 

Die Grundform der Wechselspannung verläuft sinusförmig, was bedeutet, dass ihre Augenblickswerte gemäß einer mathematischen Sinusfunktion steigen und fallen. Um den Sinus eines Winkels θ zu berechnen, kann ein rechtwinkliges Dreieck, wie in Bild 2.21a dargestellt, verwendet werden. Wenn dieses Dreieck in einen Kreis mit dem Radius r = 1 eingezeichnet wird und der Radius gleichmäßig um den Kreis wandert, entspricht die Länge a der Sinuswertigkeit. Überträgt man die Werte für a aus diesem Kreisdiagramm in das Liniendiagramm, wie in Bild 2.21c gezeigt, und verbindet die Punkte, erhält man die charakteristische Sinuskurve. Eine vollständige Umdrehung um 360° oder 2π ergibt eine vollständige Sinusschwingung oder eine Periode. Die Anzahl der Perioden pro Sekunde entspricht der Frequenz f.

 

2.21b

 

Die Frequenz f wird in der Einheit Hertz (Hz) gemessen und gibt die Anzahl der Schwingungen pro Sekunde an. Während einer vollständigen Umdrehung des Zeigers im Kreisdiagramm wird ein Winkel von 2π zurückgelegt. Innerhalb einer Sekunde vollführt der Zeiger f solcher Umdrehungen, wodurch der gesamte Drehwinkel 2πf beträgt. Diese Winkelgeschwindigkeit wird als Kreisfrequenz ω bezeichnet und kann mit der Formel ω = 2πf berechnet werden. Die Zeit, die für eine Schwingungsperiode benötigt wird, wird als Periodendauer T bezeichnet. In einer Sekunde werden f Perioden durchlaufen, was bedeutet, dass T * f = 1s.

Um andere Schwingungsformen wie Rechteckschwingungen, Impulsreihen oder Sägezahnschwingungen zu berücksichtigen, wird die horizontale Achse im Liniendiagramm vorzugsweise als Zeit t bezeichnet, da hier Zeitverläufe anstelle von Winkelfunktionen vorliegen.

 

2.22 Kenngrößen der Sinuskurue

 

1. Der Maximalwert, Scheitelwert oder Amplitude: Er gibt den maximalen Ausschlag der Sinuskurve an. Formelzeichen: Umax, Imax.

2. Der Effektivwert: Er charakterisiert die mittlere Wirkung einer Wechselspannung oder eines Wechselstroms, beispielsweise bei der Erwärmung eines stromdurchflossenen Widerstandes. Der Effektivwert wird berechnet als Imax geteilt durch die Quadratwurzel von 2 (0,707 Imax). Oft wird der Index "eff" weggelassen, und man schreibt beispielsweise für die Lichtnetzspannung U = Umax / Wurzel 2 = 220V.

3. Der Augenblickswert: Er beschreibt die Spannungs- oder Stromwerte zu den einzelnen Zeitpunkten der Sinuskurve. Formelzeichen: u, i oder u~, i~. Oft verwendet man u und i für Wechselspannungswerte und U, I für Gleichspannungswerte, insbesondere wenn beide Spannungsarten in einem System vorkommen.

4. Der Spitze-zu-Spitze-Wert: Dies ist der Abstand zwischen dem positiven und dem negativen Scheitelwert der Sinuskurve. Er wird mit den Indexbuchstaben "ss" (z. B. Uss) oder "pp" (z. B. Up-p) gekennzeichnet. In der englischen Fachliteratur wird häufig "pp" verwendet, wobei "pp" für "peak-to-peak" steht, also Spitze zu Spitze.

 

2.23

 

1. Phasenlage: Wenn zwei Schwingungen gleicher Frequenz zum gleichen Zeitpunkt und in gleicher Richtung durch Null gehen, sind sie phasengleich oder "in Phase" (Bild 2.23a). Eine Sinuskurve kann jedoch gegenüber dem Nullpunkt oder einer anderen Sinuskurve um den Phasenwinkel φ verschoben sein (Bild 2.23b). Wenn eine Kurve später durch die Nullinie geht, spricht man von einer Phasenverzögerung, während sie bei einer früheren Durchgangszeit eine Phasenvorlauf aufweist.

2. Verzögerungs- oder Laufzeit: Wenn ein Signal stark hinter seinem ursprünglichen Nulldurchgang zurückbleibt, spricht man nicht von einem Phasenwinkel, sondern gibt dies als Verzögerungs- oder Laufzeit in Mikrosekunden an. In PAL-Fernsehempfängern wird beispielsweise eine Verzögerungsleitung mit t = 64 μs verwendet.

3. Phasenverschiebung durch Umpolung: In Bild 2.23d entsteht die untere Sinusspannung nicht durch eine Phasenverschiebung, sondern durch Umpolung der oberen Sinusspannung. Die Impulsmarkierung erscheint zum gleichen Zeitpunkt. Es handelt sich hierbei um eine Phasenumkehr, nicht um eine Phasenverschiebung. Dies wird oft verwechselt. Zur Phasenumkehr werden Übertrager oder invertierende Verstärkerstufen verwendet.

 

2.24

 

Um phasenverschobene Sinusschwingungen gleicher Frequenz darzustellen, ist es lästig, jedes Mal das vollständige Liniendiagramm (Bild 2.24b) zu zeichnen. Stattdessen genügt es, den Zeigerwert ihrer Amplituden in einem Kreisdiagramm (Bild 2.24a) in den richtigen Winkel einzutragen. Da diese Zeiger oder Vektoren per Definition gegen den Uhrzeigersinn kreisen, eilt der Zeiger für u1 vor. Man sagt, dass diese Spannung einen voreilenden Phasenwinkel hat, während u2 hinterherhinkt. Man kann sogar auf die Hilfskreise verzichten und erhält das reine Zeigerdiagramm (Bild 2.24c).

 

2.25  Addieren Sinusschwingungen

 

Um zwei Sinusschwingungen gleicher Frequenz zu addieren, müssen die einzelnen Momentanwerte richtig vorzeichenbehaftet addiert werden. Wenn die Frequenzen der beiden Sinusspannungen gleich sind, ist das Ergebnis wieder eine Sinuskurve mit derselben Frequenz. Im Bild sind die beiden ursprünglichen Sinusschwingungen um den Phasenwinkel φ gegeneinander verschoben. Anstelle des Liniendiagramms kann dies durch ein Zeigerdiagramm dargestellt werden. Die Spannung u1 eilt der Spannung u2 um den Phasenwinkel φ vor. Wenn man die beiden Zeiger zu einem Parallelogramm ergänzt, gibt die Diagonale den Scheitelwert der Summenspannung uges an. Die Richtung der Diagonale entspricht dem Phasenwinkel der Summenspannung in Bezug auf die beiden Teilspannungen u1 und u2.

 

2.26: Sinusschwingungen verschiedener Frequenz addieren

 

Im Bild sieht man, wie Sinusschwingungen unterschiedlicher Frequenz addiert werden. Es entstehen keine neuen Frequenzen, und die ursprünglichen Frequenzen können durch geeignete Mittel wieder getrennt werden.

 

2.28 Phasenschiebung

 

Im Bild sieht man die Phasenschiebung zwischen zwei Sinusspannungen gleicher Frequenz. Die obere Sinuskurve ist unverändert, während die untere Sinuskurve um den Phasenwinkel φ verschoben ist. Die Phasenschiebung kann zu unterschiedlichen Effekten wie Verzögerung oder Voreilung führen.

 

2.29: Zusätzliche Schwingungen, Verzerrung

 

Durch Begrenzung der Amplituden oder Übersteuerung von Verstärkern werden die Spitzen von Sinuskurven abgeschnitten, wie in Bild 2.29a dargestellt. Diese Abschneidung führt zu zusätzlichen Sinusschwingungen mit höherer Frequenz. In Bild 2.29b ist eine solche Schwingung mit dreifacher Frequenz zu sehen, die zur Grundschwingung addiert wird und die Spitzen absattelt oder umgekehrt. Eine Kurve mit abgeflachten Spitzen besteht aus mehreren reinen Sinusschwingungen. Diese unerwünschten zusätzlichen Schwingungen, auch Harmonische genannt, sind immer ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz. Mit zunehmender Frequenz nehmen ihre Amplituden ab. Wir unterscheiden:

Grundfrequenz (f)
2. Harmonische (2f)
3. Harmonische (3f)
4. Harmonische (4f)

oder

Grundschwingung (f)
2. Oberschwingung (2f)
3. Oberschwingung (3f)
4. Oberschwingung (4f)

Die Verwendung des Begriffs "Harmonische" macht die Frequenzangabe eindeutiger. Der ältere Begriff "Oberwellen" sollte vermieden werden.

Nichtsinusförmige Schwingungen bestehen aus einer Summe von Sinusschwingungen unterschiedlicher Frequenz, Phasenlage und Amplitude. Ungeradzahlige Harmonische flachen die Spitzen der Grundschwingung ab und steilen die Flanken an, wie in Bild 2.29b zu sehen ist. Rechteckschwingungen enthalten daher hauptsächlich ungeradzahlige Harmonische. Geradzahlige Harmonische erzeugen spitz zulaufende Summenkurven und im Extremfall Sägezahnschwingungen.

Eine verzerrte Sinusschwingung klingt bei der Wiedergabe unsauber und quäkend. Diese Verzerrungen werden durch den Klirrgrad oder Klirrfaktor definiert. In hochwertigen Verstärkeranlagen sollen die Verzerrungen so gering sein, dass der Effektivwert aller entstandenen Harmonischen weniger als 1 % des gesamten Effektivwerts beträgt. Der Klirrfaktor liegt dann unter 1 %.

 

 2.30: Multiplikation von Sinusschwingungen gleicher Frequenz

 

Durch die Multiplikation der momentanen Werte von Strom und Spannung erhält man eine Kurve für den Verlauf der Wechselstromleistung P = u • i. Das Bild zeigt ein berechnetes Beispiel mit Umax = 5 V und Imax = 3 A. Dadurch ergibt sich eine Kurve mit den Spitzenwerten Pmax = 3 * 5 = 15 W. Dabei umfasst die ursprüngliche Periode von 360° zwei vollständige Sinusschwingungen der Leistungskurve. Diese Erscheinung gilt allgemein: Beim Multiplizieren von zwei Sinusschwingungen entsteht eine neue Schwingung, die die Summe der beiden ursprünglichen ist:

fs = f1 + f2

Die Wirkleistung in Bild 2.30 wird berechnet als P = Ueff * Ieff.

Bild 2.31: Multiplikation von Sinusschwingungen verschiedener Frequenz

Im Bild 2.31 wird der Strom i durch zwei in Reihe geschaltete Transistoren durch zwei verschiedene Frequenzen gesteuert. Wenn der Strom beispielsweise von der Frequenz f1 um das Dreifache und dann von der Frequenz f2 um das Zweifache gesteuert wird, ergibt sich eine Stromänderung um den 3 * 2 = 6-fachen Wert. Solche Multiplikatoren werden häufig in modernen Empfängerschaltungen zur Mischung von Frequenzen eingesetzt. Das Multiplizieren bedeutet auch, ein Produkt zu bilden. Daher wird diese Schaltung in Demodulatorstufen als Produkt-Detektor bezeichnet.

Beim Multiplizieren von zwei Frequenzen entsteht nicht nur die bereits aus Bild 2.30 bekannte Summenfrequenz fs, sondern auch die Differenzfrequenz fd der beiden ursprünglichen Frequenzen f1 und f2:
fs = f1 + f2
fd = f1 - f2

Darüber hinaus sind auch die beiden ursprünglichen Frequenzen weiterhin vorhanden. Bild 2.32 zeigt die Position der verschiedenen Frequenzen zueinander. Dieser Vorgang stellt das wichtigste Prinzip der Signalwandlung in der Nachrichtentechnik dar. Wenn die Frequenz fz ein Signal, eine Nachricht oder eine Information enthält, dann ist diese Nachricht nach dem Mischen oder Multiplizieren auch in den neu entstandenen höheren Teilfrequenzen fj + fz und fi - fz enthalten. Sie wurde in ein höheres Frequenzband verschoben oder transponiert. Umgekehrt können Signale auch in niedrigere Frequenzbänder hinuntergemischt werden.

Übrigens ist die Differenzfrequenz auch in Bild 2.30 versteckt enthalten. Sie beträgt dort nämlich fd = f - f = 0.

 

2.31: Multiplikation von Sinusschwingungen verschiedener Frequenz

 

In 2.31 wird der Strom i über die beiden in Reihe liegenden Transistoren durch zwei verschiedene Frequenzen zmeimal gesteuert. Wird er z. B. von der Frequenz fi auf den dreifachen und von der Frequenz f2 dann nochmals auf den zweifachen Wert aufgesteuert, ergibt sich eine Stromänderung vom 3 • 2 - 6fachen Wert. Solche Multiplizierer werden viel in neueren Empfängerschaltungen zum Mischen von Frequenzen angewendet. Multiplizieren heißt auch ein Produkt bilden. Daher wird diese Schaltung in Demodulatorstufen als Produkt-Detektor bezeichnet.

Beim Multiplizieren zweier Frequenzen entsteht nicht nur die bereits aus 2.30 bekannte Summenfrequenz fs, sondern auch die Differenzfrequenz fa der beiden ursprünglichen Frequenzen fl und fe:
fs = f1 + f2
fd = f1 - f2

 

2.32 Sinusschwingungen Multiplizieren

 

Außerdem sind weiterhin die beiden Ursprungsfrequenzen enthalten. 2.32 gibt die Lage der verschiedenen Frequenzen zueinander an. Der Vorgang stellt das wichtigste Signalwandlerprinzip der Nachrichtentechnik dar. Enthält die Frequenz fz ein Signal, eine Nachricht oder eine Information, dann ist diese Nachricht nach dem Mischen oder Multiplizieren in den neugebildeten hohen Teilfrequenzen fj + fz und fi - fz ebenfalls vorhanden. Sie wurde in ein höheres Frequenzgebiet hinaufgemischt oder transponiert. Umgekehrt kann man auch Signale in niedrigere Frequenzbänder hinuntermischen.

Die Differenzfrequenz ist übrigens auch versteckt in 2.30 enthalten. Sie beträgt dort nämlich fa = f - f = 0.

 

 2.33: Multiplikative Mischung

 

Durch rechnerische und zeichnerische Multiplikation ähnlich wie in Bild 2.30 von den beiden Sinusschwingungen a und b erhält man die Gesamtkurve in Bild 2.33c. Diese unterscheidet sich grundlegend von der Summenkurve in Bild 2.26 und bildet die Grundlage für die Amplitudenmodulation von Rundfunksendern.

Die Darstellungen in Bild 2.32 und Bild 2.33 repräsentieren also denselben Vorgang, nämlich das Multiplizieren oder das Mischen von zwei Frequenzen. Je nach Anforderungen wählt man entweder die eine oder die andere Darstellungsweise, um die Funktionen von Empfängerschaltungen zu erklären.

 

Kapazitäten

2.41: Kondensator und Kapazität

 

Ein Kondensator besteht aus zwei leitenden Schichten, die durch eine dünne Isolierschicht voneinander getrennt sind. Er kann eine elektrische Ladung Q, also eine bestimmte Menge an Elektrizität, speichern und bei Entladung oder Umladung wieder abgeben. Das Fassungsvermögen des Kondensators wird als Kapazität bezeichnet und in Farad gemessen. Da die Einheit Farad sehr groß ist, wird sie technisch in Mikrofarad, Nanofarad und Pikofarad unterteilt.

Die Kapazität hängt von verschiedenen Faktoren ab, wie der Größe der leitenden Flächen A, dem Abstand d zwischen ihnen und dem Material des Isolators, das durch die Dielektrizitätskonstante e (epsilon) gekennzeichnet wird. Je größer A und e sind, desto größer ist die Kapazität des Kondensators. Wenn der Abstand d vergrößert wird, verringert sich die Kapazität entsprechend. In der Rundfunktechnik werden Kondensatoren mit variabler Kapazität benötigt und realisiert:

1. Durch Veränderung der Größe der gegenüberliegenden leitenden Flächen, was bei einem Drehkondensator geschieht.
2. Durch Veränderung des Abstands zwischen den leitenden Flächen, wie es bei einer Kapazitätsdiode erfolgt.

 

 

 2.42  

 

2.43 Kapazitiver Widerstand

 

Der kapazitive Widerstand oder Blindwiderstand Xc eines Kondensators ist umso kleiner, je größer die Kapazität C und je höher die angelegte Frequenz f ist. Dies liegt daran, dass bei höheren Frequenzen mehr Ladung pro Sekunde transportiert wird, was zu einem höheren Stromfluss führt.

Der kapazitive Widerstand Xc kann mit folgender Formel berechnet werden:

Xc = 1 / (2 * pi * f * C) = 1 / (omega * C)

In Bild 2.42 ist der Verlauf des kapazitiven Widerstands für einen Kondensator mit 5 μF bei verschiedenen Tonfrequenzen dargestellt. Die Kurve sinkt sehr schnell auf kleine Werte ab und erstreckt sich dort horizontal. Dies kann für einige Betrachtungen unpraktisch sein. Um eine bessere Darstellung zu erhalten, kann man in Bild 2.43 logarithmische Skalen für beide Achsen verwenden. Dadurch streckt sich die Kurve zu einer geraden Linie unter einem Winkel von 45°. Auch hier handelt es sich um eine Hyperbel, ähnlich wie in den Bildern 2.08 und 2.09. Diese Darstellungsweise wird in der Hochfrequenztechnik verwendet, insbesondere bei der Berechnung von Schwingkreisen.

 

2.44: Kondensatorstrom als Funktion der Frequenz

 

Wenn man einen Kondensator an eine Wechselspannung anschließt, fließt gemäß dem Ohmschen Gesetz ein Strom. Bei konstanter Spannung wächst dieser Strom proportional zur Frequenz an. Im Bild ist dies für eine Spannung von u = 3,2 V und eine Kapazität von C = 500 pF dargestellt. Die Frequenzwerte werden also linear in Stromwerte umgewandelt. Dieses Prinzip bildet die Grundlage für einen Signalumsetzer namens Zähldiskriminator, der dazu dient, frequenzmodulierte Sender hörbar zu machen.

 

2.45: Verlustwinkel

 

Kondensatoren haben neben ihrem Blindwiderstand Xc, der durch die Kapazität C bestimmt wird, auch einen in Reihe geschalteten Wirkwiderstand r. Dieser Wirkwiderstand ist ein Maß für die Wechselstromverluste oder die Güte des Kondensators. Im Zeigerdiagramm bilden r und Xc einen Winkel von 90°. Je kleiner der Verlustwiderstand r ist, desto kleiner ist der zugehörige Verlustwinkel ρ (delta):

tan ρ = r • ω • C

Der Zahlenwert von tan ρ wird als Verlustfaktor bezeichnet und ist im Allgemeinen sehr klein. Für Kunststoffkondensatoren werden typischerweise Werte von tan ρ = 0,01 angegeben.

Bei hohen Frequenzen wird der Kondensator durch den Verlustwiderstand erwärmt. Die Teilspannung U2 kann wie beim ohmschen Spannungsteiler berechnet werden, wobei die kapazitiven Widerstände 1/(ω • C) verwendet werden. Die Frequenz f fällt dabei heraus, und der unbelastete kapazitive Spannungsteiler ist frequenzabhängig. In der Vierpolanordnung in Bild 2.46b ergibt sich die Ausgangsspannung Ua zu: Ua = Ue • C1 / (C1 + C2)

 

Induktivitäten

 

 2.51: Induktionsgesetz

 

Wenn Wechselstrom durch eine Spule fließt, wird bei jedem Richtungswechsel des Stroms das magnetische Feld in der Spule abgebaut und umgepolt. Der dafür erforderliche Energieaufwand erhöht sich, je schneller das Umpolen erfolgt, also je höher die Frequenz ist. Die Induktivität der Spule stellt dem Wechselstrom einen Widerstand Xl entgegen. Dieser induktive Widerstand ist größer als der Gleichstromwiderstand und nimmt mit höheren Frequenzen zu.

Das Minuszeichen bedeutet, dass die induzierte Spannung e entgegengesetzt zur angelegten Spannung Ul gepolt ist. Die Energie, die zuvor als magnetisches Feld in die Spule eingebracht wurde, wird jetzt gewissermaßen in entgegengesetzter Richtung wieder abgegeben und kann zu einem Abreißfunken oder Lichtbogen führen. Die Größe der Induktionsspannung wird durch das Abschalten der Spannung Ul in der Spule induziert.

 

 

 2.52: Induktiver Widerstand

 

Wenn ein Permanentmagnet schnell aus einer Spule mit hoher Windungszahl entfernt wird, schlägt das an die Spule angeschlossene Messinstrument kurz aus und kehrt dann wieder auf Null zurück. Die Bewegung des Magnetfelds oder des Magnetflusses ändert sich infolge der Bewegung in der Spule und erzeugt eine Spannung. Diese Spannung e ist umso größer, je höher die Windungszahl ist und je schneller sich der Magnetfluss ändert. Dieser Vorgang kann umgekehrt werden, indem ein Strom durch eine Spule geschickt wird, wodurch eine Kraft auf einen darin befindlichen Eisenkern ausgeübt wird und dieser sich bewegt.

Anwendungen für diese Effekte sind Drehspulinstrumente, dynamische Lautsprecher, Tauchspulmikrofone und elektrodynamische Tonabnehmersysteme.

In Bild 2.51 stellt die Wicklung n1 mit dem Eisenkern einen Elektromagneten dar. Darüber ist eine zweite Spule mit der Windungszahl n2 gewickelt. Wenn Strom durch n1 fließt, wirkt der Eisenkern als Magnet. Beim Ausschalten des Stroms verschwindet das Magnetfeld, was dem Herausziehen eines Permanentmagneten aus der Wicklung n2 entspricht und eine sehr schnelle Änderung des Flusses dΦ bewirkt. Dadurch wird in n2 eine Spannung induziert. Hohe Windungszahlen für n2 führen zu hohen Spannungen, die starke Funken erzeugen können. Diese Anwendung findet sich beispielsweise in Zündspulen für Kraftfahrzeuge.

Der Effekt tritt auch auf, wenn anstelle von zwei getrennten Spulen nur eine einzige Wicklung verwendet wird, wie in Bild 2.52 gezeigt. Beim Öffnen des Schalters erfolgt eine schnelle Flussänderung dΦ in der kurzen Zeit dt. Die resultierende Induktionsspannung ist bei hoher Windungszahl höher als die Batteriespannung und kann zu einem Abreißfunken oder Lichtbogen am Schalter führen

.Die Größe der Induktionsspannung wird durch die Formel -e = L * dI / dt beschrieben, wobei L eine von der Windungszahl abhängige Spulenkonstante ist, die in Henry (H) angegeben wird. Es gilt 1 H = 1 * 10³ mH = 1 * 10⁻³ μH. Die induzierte Spannung -e wird in der von dem erzeugenden Strom I durchflossenen Spule erzeugt und daher spricht man von Selbstinduktion. Dieser Begriff bezieht sich jedoch nur auf den Vorgang der Spannungserzeugung und nicht auf die Bezeichnung einer Spule selbst. Die Spule hat eine Induktivität L, wird aber oft fälschlicherweise als Selbstinduktion bezeichnet.

 

 2.53: Induktiver Widerstand

 

Wenn Wechselstrom durch eine Spule fließt, wird bei jedem Richtungswechsel des Stroms das magnetische Feld in der Spule abgebaut und umgepolt. Der dazu je Sekunde erforderliche Energieaufwand erhöht sich, je schneller das Umpolen erfolgt, also je kürzer die Zeit dt bzw. je höher die Frequenz ist. Die Induktivität der Spule stellt dem Wechselstrom einen Widerstand XL entgegen. Dieser induktive Widerstand ist größer als der Gleichstromwiderstand und nimmt mit höheren Frequenzen zu.

In einem logarithmischen Liniennetz ergibt sich für den induktiven Widerstand eine gerade Linie, die unter einem Winkel von 45° ansteigt. Bild 2.53 zeigt den induktiven Widerstand einer Spule mit einer Induktivität L = 2 mH = 2 * 10^-3 H bei verschiedenen Frequenzen, wie er im Mittelwellenbereich von Rundfunkempfängern üblich ist.

Es gilt: XL = 2πfL

 

2.54: Phasenverschiebung, Blindwiderstand

 

Wenn eine Induktivität mit Gleichspannung geschaltet wird, liegt sofort die volle Spannung an den Enden der Spule an. Der Strom steigt jedoch relativ langsam an, da das magnetische Feld erst aufgebaut werden muss. Das bedeutet, dass die Spannung der Strom eilt voran! Bei Wechselspannung tritt der Stromhöchstwert mit einer nacheilenden Phasenverschiebung von 90° auf. Der induktive Widerstand Xl ist ein Blindwiderstand. Er verbraucht keine wirkliche Leistung, da die zugeführte Energie, die in ein Magnetfeld umgewandelt wird, beim Ausschalten oder Umpolen wieder zurückgegeben wird.

Jede Spule hat zusätzlich einen Wirkwiderstand r, der aus dem Gleichstromwiderstand der Wicklung und dem Verlustwiderstand für Wechselstrom besteht. Der induktive Widerstand Xl und der Wirkwiderstand r müssen entsprechend ihrer Phasenverschiebung von 90° geometrisch im Zeigerdiagramm addiert werden. Der Gesamtwiderstand Z ergibt sich als dritte Seite des rechtwinkligen Dreiecks. In der Regel ist r im Vergleich zu Xl so klein, dass Xl ≈ Z angenommen werden kann. Je größer der Verlustwiderstand r ist, desto größer ist der Verlustwinkel (delta):

tan delta = r / (ω * L)

Der Kehrwert des Verlustwinkels wird als Spulengüte Q bezeichnet:

Q = (ω * L) / r

Je kleiner der Verlustwiderstand r ist, desto besser ist die Güte der Spule.

 

 

2.55

 

2.56: Zusammenschalten von Spulen, Gegeninduktivität

 

Die Gesamtinduktivität von in Reihe geschalteten, nicht aufeinander gekoppelten Spulen ergibt sich einfach als Summe der Einzelinduktivitäten:

Lges = L1 + L2 + L3 + ... + Ln

Bei parallelgeschalteten, nicht aufeinander gekoppelten Spulen ist die Gesamtinduktivität etwas komplizierter zu berechnen und hängt von den Streuinduktivitäten La1, La2, ... ab. Die nicht aufeinander koppelnden Spulenteile werden als Streuinduktivitäten bezeichnet.

Die gekoppelten Spulen in Bild 2.55 haben eine Gegeninduktivität M. Die in L2 induzierte Spannung Ue hängt vom Kopplungsgrad k ab. Bei fester Kopplung durch einen gemeinsamen Eisenkern (Transformator) ist k = 1. Bei loser Kopplung, k < 1, wirkt von jeder Spule nur ein Teil der Windungen auf die Gegenseite ein.

Kondensator und Spule verhalten sich bei Wechselstrom gegensinnig. Der kapazitive Widerstand Xc eines Kondensators wird bei höheren Frequenzen geringer, während der induktive Widerstand Xl einer Spule größer wird. In einem Kreis heben sich die Blindwiderstände auf und es bleiben nur die geringen Verlustwiderstände wirksam.

Für den kapazitiven Widerstand gilt:

Xc = 1 / (2πfC)

Für den induktiven Widerstand gilt:

Xl = 2πfL

Daraus ergibt sich, dass die Gesamtimpedanz Z in einem Kreis bei einem Kondensator und einer Spule wie folgt berechnet wird:

Z = √(R² + (Xl - Xc)²)

Im Kreis verhalten sich der Kondensator und die Spule also gegensinnig und beeinflussen die Gesamtimpedanz.

 

Schwingkreise und elektromagnetische Wellen

 

 2.61: Geschlossener Schwingkreis

 

Kondensator und Spule verhalten sich bei Wechselstrom gegensinnig. Der kapazitive Widerstand 1/ωC eines Kondensators wird bei höheren Frequenzen geringer, während der induktive Widerstand ωL einer Spule größer wird. Der Strom eilt beim Kondensator um 90° vor, während er bei der Spule um 90° nacheilt. Wenn eine Spule und ein Kondensator zusammengeschaltet werden, heben sich diese Eigenschaften für eine bestimmte Frequenz fres auf. Das bedeutet, dass der induktive Widerstand der Spule genau so groß ist wie der kapazitive Widerstand des Kondensators. Die Verlustwiderstände tl und rc von Spule und Kondensator bleiben jedoch wirksam. Diese Art der Schaltung wird als Schwingkreis, Resonanzkreis oder Abstimmkreis bezeichnet und ist neben Transistoren eines der wichtigsten Bauelemente von Rundfunkempfängern.

Für den Resonanzfall, also wenn der induktive Widerstand gleich dem kapazitiven Widerstand ist, gilt die Bedingung: ωL = 1/(ωC).

Im Resonanzfall fließt ein großer Strom im Kreis, da die Blindwiderstände sich aufheben und nur die geringen Verlustwiderstände wirksam bleiben. Der Resonanzstrom erzeugt ein starkes magnetisches Feld um die Spule und ein kräftiges elektrisches Feld zwischen den Kondensatorplatten. Das magnetische Feld erreicht seinen Höchstwert während des Stromscheitelwerts, während das elektrische Feld während des Nulldurchgangs seine größte Spannung erreicht, da dann die größte Spannung an den Kondensatorplatten anliegt. Magnetische und elektrische Felder folgen also abwechselnd nacheinander, und die Energie schwingt zwischen der Spule und dem Kondensator hin und her.

Die gleiche Wirkung, nämlich einen Strom im Kreis zu erzeugen, kann auch erreicht werden, indem die Wechselstromquelle gemäß Bild 2.61b über eine Kopplungswicklung auf die Spule wirken lässt. Die Verlustwiderstände wurden hier zur Vereinfachung weggelassen.

 

 2.62: Offener Schwingkreis, Dipol

 

Wenn die Kondensatorplatten eines Schwingkreises etwas auseinandergezogen werden, verringert sich die Kapazität, aber die Funktionsweise des Kreises bleibt unverändert. Wenn der Schwingkreis mit seiner Resonanzfrequenz angeregt wird, beispielsweise über eine angekoppelte Spule, bilden sich zwischen den Platten des Kondensators hochfrequente elektrische Felder und um die Spule herum magnetische Felder aus. Wenn die Belegungen vollständig auseinandergezogen werden, sodass ihre Zuleitungen einen gestreckten Leiter bilden und die Spule in der Mitte liegt, erhält man einen offenen Schwingkreis. Bei einem vollständig symmetrischen Aufbau wird dies als Dipol bezeichnet. Ein offener Schwingkreis kann ebenfalls mit Hochfrequenzschwingungen angeregt werden. Das elektrische Feld breitet sich dann frei im Raum aus, und die Kraftlinien verlaufen bogenförmig von einer Kondensatorbelegung zur anderen.

 

2.63: Antennenanlage

 

Wenn die untere Kondensatorplatte des offenen Schwingkreises durch eine Verbindung mit dem Grundwasserspiegel der Erde ersetzt wird, bilden sich die elektrischen Feldlinien halbkreisförmig aus, als ob es eine spiegelbildliche Belegung zur Erde geben würde. Antennenanlagen für Mittelwellen-Rundfunksender stellen solch einen einseitig geerdeten offenen Kreis dar. Die Antenne besteht aus einem oder mehreren Drähten, die durch die Luft gespannt oder senkrecht aufgehängt sind, oder aus isolierten Masten. Diese Anordnung entspricht der oberen Kondensatorplatte. Zusammen mit der Erde bildet sie einen Kondensator mit der Antennenkapazität CA. Die Spule dieses offenen Kreises wird als Antennenspule LA bezeichnet.

 

 2.64: Elektromagnetische Felder

 

Ähnlich wie in einem geschlossenen Schwingkreis (vgl. Bild 2.62) entstehen auch im Antennenkreis elektrische und magnetische Felder, die sich abwechselnd im Raum ausbreiten. Sie verhalten sich wie Wellen auf der Oberfläche eines Teiches, wenn man einen Stein hineinwirft. Der Abstand zwischen zwei Teilabschnitten des Antennenfeldes mit gleicher Ausrichtung der Kraftlinien wird als Wellenlänge λ bezeichnet. Eine volle Schwingungsperiode entspricht einer Wellenlänge λ. Die Wellen breiten sich mit der Lichtgeschwindigkeit c = 3 • 108 m/s aus. Wenn beispielsweise eine Frequenz von f = 200 kHz ausgestrahlt wird, durchlaufen zweihunderttausend Wellenzüge die Strecke von 3 • 108 m in einer Sekunde. Ein Wellenzug hat daher eine Länge von 1500 m.

Funkwellen breiten sich von einer einfachen Sendeantenne in alle Richtungen aus, ähnlich wie Lichtstrahlen. Die Bodenwelle entlang der Erdoberfläche wird durch Hindernisse schnell abgeschwächt und trägt dann nicht mehr zum Empfang bei. Die Raumwellen, die nach oben gerichtet sind, werden an den elektrisch leitenden oberen Luftschichten der Erde, der Ionosphäre oder der Heaviside-Schicht, je nach Wellenlänge mehr oder weniger gut reflektiert und kehren zur Erde zurück. Dadurch ist auch der Empfang an weit entfernten Orten möglich, im Extremfall sogar auf der anderen Seite der Erde. In Gebieten, in denen sowohl Boden- als auch Raumwellen vorhanden sind, treffen sie oft mit unterschiedlichen Phasenverhältnissen ein, löschen sich aus und verursachen sogenanntes Fading, bei dem das Signal zeitweise schwächer wird.

Sehr kurze Wellen werden weniger von der Ionosphäre reflektiert und durchdringen die Heaviside-Schicht. Dadurch werden Nachrichtensysteme über künstliche Satelliten, die Steuerung von Weltraumraketen und Funkverbindungen bei Mondexpeditionen ermöglicht.

 

2.65: Wellenbereiche

 

In der frühen Zeit der Funktechnik wurden die Frequenzen hauptsächlich anhand ihrer Wellenlängen klassifiziert. Dies führte zur Einteilung in verschiedene Wellenbereiche, wie in der Tabelle dargestellt (Zahlenangaben gerundet im Vergleich zu Bild 1.02). Der UKW-Rundfunk arbeitet beispielsweise im Frequenzbereich von 87,5 MHz bis 104 MHz.

In den USA hat sich ein anderes Bezeichnungsschema entwickelt. Daher werden für die Frequenzen von Fernsehsendern bei uns die Bezeichnungen VHF (Very High Frequencies) und UHF (Ultra High Frequencies) verwendet.

Die Ausbreitung von Funkwellen erfolgt von einer Sendeantenne aus in alle Richtungen ähnlich wie bei Lichtstrahlen. Die Bodenwelle entlang der Erdoberfläche wird durch Hindernisse schnell abgeschwächt und trägt dann nicht mehr zum Empfang bei. Die Raumwellen, die nach oben gerichtet sind, werden an den elektrisch leitenden oberen Luftschichten der Erde, der Ionosphäre oder der Heaviside-Schicht, je nach Wellenlänge mehr oder weniger gut reflektiert und kehren zur Erde zurück. Daher ist der Empfang auch an weit entfernten Orten möglich, im Extremfall sogar auf der anderen Seite der Erde. Wenn Boden- und Raumwellen gleichzeitig vorhanden sind, treffen sie mit unterschiedlichen Phasenlagen ein, löschen sich gegenseitig aus und führen zu sogenanntem Fading, bei dem das Signal zeitweise schwächer wird.

Sehr kurze Wellen werden weniger von der Ionosphäre reflektiert und dringen daher durch die Heaviside-Schicht hindurch. Dadurch sind Nachrichtensysteme über künstliche Satelliten, die Steuerung von Weltraumraketen und Funkverbindungen bei Mondexpeditionen möglich.

Bei UKW-Rundfunksendern wird durch spezielle Antennenanordnungen die Raumstrahlung unterdrückt und die Energieabstrahlung in horizontaler Richtung verbessert. Dadurch empfängt man hauptsächlich die Bodenwelle. Die Reichweite ist daher nur geringfügig größer als die theoretische Sichtweite des Antennenturms. Dadurch können mehrere UKW-Sender in einem größeren Gebiet auf derselben Wellenlänge arbeiten, ohne sich gegenseitig zu stören. Der UKW-Rundfunk dient hauptsächlich für den Nahempfang.

 

Empfangsantennen

 

2.71

 

Bei UKW-Empfang wird die Antenne auf die entsprechende Wellenlänge abgestimmt. Dazu werden Dipol-Antennen mit symmetrischer Zuführung verwendet, bei denen die Gesamtlänge der Stäbe etwa der halben Wellenlänge entspricht. Eine solche Antenne weist eine Richtwirkung auf und liefert die höchste Empfangsspannung, wenn sie quer zum Sender ausgerichtet ist.

Durch Hinzufügen von zusätzlichen Stäben, die nicht elektrisch mit der Antenne verbunden sind, kann die Richtwirkung verstärkt und eine noch höhere Empfangsspannung erzielt werden. Diese zusätzlichen Stäbe werden als Direktoren (in Richtung des Empfangssignals) und Reflektoren (hinter der Antenne) bezeichnet. Dipole, die in Richtung des Senders ausgerichtet sind, liefern hingegen einen deutlich schwächeren Empfang.

Es ist jedoch zu beachten, dass es aufgrund von Reflexionen der Sendewellen an Gebäuden und anderen Hindernissen oft zu Richtungsabweichungen kommt. Daher wird die Antenne experimentell gedreht, um die beste Klangqualität und Lautstärke zu erzielen.

 

2.72

 

Der auf die Wellenlänge abgestimmte Einfachdipol besitzt einen Strahlungswiderstand von etwa 60...70 Ohm. Wenn die Enden des Dipols durch einen zweiten Stab zu einem Faltdipol verbunden werden, beträgt der Strahlungswiderstand etwa 240 Ohm.

Bei Antennenkabeln wird der Übertragungswiderstand oder Wellenwiderstand verwendet, um die Hochfrequenzeigenschaften zu charakterisieren. Wenn ein Generator oder eine Antenne mit dem Nennwert dieses Wellenwiderstands an einem Ende des Kabels angeschlossen wird und am anderen Ende des Kabels ein Empfänger mit dem gleichen Eingangswiderstand angeschlossen wird, wird die Antennenleistung mit geringen Verlusten zum Empfänger übertragen. Dies bedeutet, dass Antenne, Kabel und Empfänger gut angepasst sind.

Für den UKW-Empfang verwendet man Dipol-Antennen mit symmetrischer Zuführung. Die Gesamtlänge der Stäbe entspricht ungefähr der halben Wellenlänge. Solch eine Antenne besitzt eine Richtwirkung und liefert die höchste Empfangsspannung, wenn sie quer zum Sender ausgerichtet ist. Durch zusätzliche, nicht elektrisch mit der Antenne verbundene Stäbe können die Richtwirkung verstärkt und eine noch höhere Empfangsspannung erzielt werden. Diese zusätzlichen Stäbe werden als Direktoren (in Richtung des Empfangssignals) und Reflektoren (hinter der Antenne) bezeichnet. Dipole, die in Richtung des Senders ausgerichtet sind, liefern hingegen einen deutlich schwächeren Empfang. Es kann jedoch zu Richtungsabweichungen kommen, bedingt durch Reflexionen der Sendewellen an Gebäuden und anderen Hindernissen. Daher wird die Antenne experimentell gedreht, um die beste Klangqualität und Lautstärke zu erreichen.

Für Taschen-, Reise- und Autoempfänger ist ein vollständiger Empfangsdipol zu sperrig und unpraktisch. Daher verwendet man als Antenne nur einen senkrecht stehenden Antennenstab, wie in den Bildern 2.63 und 2.64 dargestellt. Die Länge des Stabs beträgt etwa 2/4 (oder auch weniger) der Wellenlänge. Der Wirkungsgrad ist bei dieser Art von Antenne geringer als bei einem korrekt angepassten Dipol.

Um den Empfang ohne zusätzlichen Antennenaufwand zu ermöglichen, werden in größeren Rundfunkgeräten und Musiktruhen Flächendipole aus Metallfolie eingebaut. Anstelle von Stäben werden kurze, breite Metallflächen verwendet. Dadurch kann man mit kürzeren "Stablängen" arbeiten.

 

2.73

 

Für Taschen-, Reise- und Autoempfänger, bei denen ein vollständiger Empfangsdipol zu sperrig und unpraktisch wäre, wird als Antenne häufig ein senkrecht stehender Antennenstab verwendet. Seine Länge beträgt etwa 2/4 (manchmal sogar weniger) der Wellenlänge. Der Wirkungsgrad dieser Stabantenne ist geringer als bei einem korrekt angepassten Dipol. Das andere Ende der Ankopplungsspule innerhalb des Empfängers wird mit der Bezugs- oder Masseleitung des Geräts verbunden. Eine solche Antennenstange hat einen Wellenwiderstand von ungefähr 36 Ohm.

Bei Stabantennen für Autoempfänger wird ein Abschirmkabel zwischen dem Fußpunkt der Antenne und dem Gerät verwendet, um Störungen durch Zündfunken zu verhindern. Die Kapazität dieses Kabels ist im Vergleich zur Antennenkapazität ziemlich hoch. Daher wirkt die Autoantenne für den Empfängereingang nicht mit ihrem Wellenwiderstand, sondern belastet ihn kapazitiv.

 

2.74 UKW-Antennenkabel

 

Für den einfachen Dipol beträgt der Abstand der beiden in Isoliermaterial eingebetteten Drähte eines unabgeschirmten 60-Ohm-Kabels etwa 0,5 bis 0,8 mm. Eine alternative Kabelvariante mit einem Wellenwiderstand von 240 Ohm besteht aus einer kunststoffisolierten Doppelleitung mit zwei 1 mm starken Litzen, die einen Abstand von 8 mm haben. Abgeschirmte Antennenleitungen können entweder zwei Innenleiter mit einem Wellenwiderstand von 120 Ohm oder einen einzelnen Innenleiter (Koaxialkabel) mit einem Wellenwiderstand von 60 Ohm aufweisen. Um diese Kabel an 240-Ohm-Antennen oder Empfängereingänge anzupassen, sind zusätzliche Anpassungselemente erforderlich.

 

2.75

 

Im Bild 2.75 MW-Antennen ist zu erkennen, dass im Kurz-, Mittel- und Langwellenbereich Antennen mit einer Viertelwellenlänge die besten Empfangsergebnisse liefern. Sowohl KW-Amateure als auch die kommerzielle Nachrichtentechnik verwenden daher diese Abmessungen. Früher wurden auch im Bereich des Unterhaltungsrundfunks Langdrahtantennen verwendet, mit denen beeindruckende Fernempfangsergebnisse erzielt wurden.

Die Ersatzschaltung für eine Außenantenne besteht aus der Kapazität Cz des Antennenleiters gegen Erde, einem Hochfrequenzwiderstand Ra und der in Reihe liegenden Hochfrequenz-Quellenspannung E\. Die Eingangsschaltungen für den KW-, MW- und LW-Bereich in Empfängern werden für durchschnittliche Werte der Antennenkapazität und des Strahlungswiderstandes dimensioniert. Daher muss bei der Abstimmung eines Empfängers in der Servicewerkstatt eine "künstliche Antenne" verwendet werden, die aus einer Serienschaltung von 200 pF und 400 Ohm besteht und zwischen dem Ausgang des Messsenders und dem Eingang des Empfängers geschaltet wird. Der Messsender liefert dann die Hochfrequenz-Spannung E(A).

Heutzutage werden als Dachantennen für Einzelwohnungen und Gemeinschaftsantennenanlagen hauptsächlich senkrechte Stabantennen verwendet, da sie einfacher zu handhaben sind. Selbst bei einer üblichen Stabhöhe von 5 m sind sie deutlich kürzer als die Wellenlängen der empfangenen Signale. Um die Anpassung an die Eingangsklemmen der Empfänger zu gewährleisten, werden Übertrager Ü und Antennenverstärker V eingesetzt.

 

2.76

 

Im Bild 2.76 wird das Prinzip der Ferritantenne dargestellt. Während Langdrahtantennen und Dipole auf das elektrische Feld des Senders reagieren, also auf die elektrischen Kraftlinien zwischen den Kondensatorplatten (siehe Bild 2.62 bis 2.64), kann mit einer geschlossenen Spule auch das magnetische Feld des Senders aufgenommen werden. Um die Spule optimal mit dem Sender zu koppeln und die größtmögliche Empfindlichkeit zu erreichen, sollte die Spulenebene auf den Sender ausgerichtet sein. Dies führt zu einer Richtwirkung, wodurch die Lautstärke von Störsendern aus anderen Richtungen verringert wird. Um die Abmessungen klein zu halten, werden diese Spulen mit einem langgestreckten Ferritstabkern versehen. Die Ferritantenne kann dadurch in das Gehäuse des Empfängers eingebaut werden.

Drehbare Ferritantennen an Empfängern werden normalerweise mit einem speziellen Knopf bedient. Oft ist dieser Knopf mit einer Skala versehen, um eine gefundene optimale Position merken zu können. Taschenradios und Reiseempfänger haben in der Regel fest eingebaute Ferritantennen. Um die beste Empfangsqualität zu erzielen, kann das gesamte Gerät gedreht werden, um die optimale Empfangsposition einzustellen.

 

Modulation von Sendern 

Hörbare Schallschwingungen erstrecken sich normalerweise zwischen 15 Hz (tiefe Töne) und 15.000 Hz (hohe Töne). Um diese Schallsignale zu übertragen, werden sie von Mikrofonen in Wechselströme gleicher Frequenz umgewandelt. Das Mikrofon ist somit der erste Schritt in der Übertragungskette des Rundfunks (siehe Bild 1.01). Im Mittel- und Langwellenbereich der Sender kann man keine höheren Modulationsfrequenzen als etwa 4.500 Hz erwarten. Im UKW-Bereich hingegen kann bis zu einer Frequenz von 15.000 Hz moduliert werden. Dies ermöglicht eine bessere Wiedergabequalität beim Empfang von UKW-Sendungen.

 

2.81

 

2.82

 

Bild 2.81 und 2.82 zeigen das Prinzip der Amplitudenmodulation (AM). Bei der AM werden die tonfrequenten Schwingungen, die vom Mikrofon geliefert werden, auf die hochfrequente Trägerschwingung aufmoduliert. Durch diese Modulation entstehen auf den ursprünglich gleichförmigen Amplituden der Hochfrequenz (HF) die Tonfrequenzschwingungen als Hüllkurve oben und unten (siehe Bild 2.33). Der Modulationsgrad (m) beschreibt das Verhältnis des Spitzenwerts (N) zum Mittelwert (H) der HF-Amplitude: m = N/H * 100%.

Der Modulationsgrad variiert je nach NF-Amplitude. Bei leisen Musikstellen ist die Modulation gering, während bei voller Orchesterlautstärke eine nahezu 100%ige Modulation erfolgt. Für Prüfungen und Abgleich von Empfängern verwendet man oft einen Modulationsgrad von 30%.

 

2.83

 

Beim Modulieren, Mischen oder Überlagern zweier Frequenzen fi und fv entstehen nach Bild 2.32 zusätzliche Schwingungen, nämlich die Summen- und Differenzfrequenz. Im Fall der Hochfrequenzmodulation liegen diese Schwingungen im Abstand der NF-Frequenz zu beiden Seiten des Trägers und werden als Seitenfrequenzen bezeichnet. Bild 2.82a zeigt dies für eine Trägerfrequenz von 1000 kHz und eine NF-Schwingung von 5 kHz. Bei einer Modulation mit einem Frequenzband von 20 bis 8000 Hz entstehen die entsprechenden Seitenbänder zur Trägerfrequenz, wie in Bild 2.82b zu sehen ist.

Der Sender strahlt sowohl die Trägerfrequenz als auch die hochfrequenten Seitenbandfrequenzen ab, die das ursprüngliche NF-Signal enthalten. Tatsächlich wäre bereits ein einziges Seitenband ausreichend, um das Signal am Empfangsort zurück in den NF-Bereich zu mischen und hörbar zu machen. Diese Einseitenbandmodulation wird in der kommerziellen Nachrichtentechnik angewendet, da sie nur die Hälfte der HF-Bandbreite benötigt und die Möglichkeit bietet, mehr Sender im selben Frequenzbereich unterzubringen. Auch für Rundfunksender wird diese Modulationsart in Betracht gezogen, erfordert jedoch speziell dafür geeignete Empfänger. Zusammenfassend bedeutet Amplitudenmodulation:
1. Die Frequenz des NF-Signals wird durch hochfrequente Seitenbänder im gleichen Abstand repräsentiert.
2. Die Amplitude des NF-Signals wird durch proportionale Amplitudenänderungen des HF-Signals, also den Modulationsgrad, dargestellt.

 

2.84

 

Bild 2.84 zeigt den Frequenzhub bei Frequenzmodulation (FM). Ein großer Frequenzhub des Senders hat den Vorteil, dass zufällige Störfrequenzen, einschließlich derer von benachbarten Sendern, weniger Einfluss haben. Daher wird der Frequenzhub bei FM-Sendern in der Regel fünfmal größer als die höchste Tonfrequenz gewählt, also h = 5 * 15 = 75 kHz. Bei maximaler Lautstärke schwankt die Frequenz dann um ±75 kHz vom Mittelwert, wodurch eine Bandbreite von 150 kHz entsteht. Ähnlich wie bei der Amplitudenmodulation (Bild 2.82) treten auch bei der Frequenzmodulation Seitenfrequenzen auf, deren Abstände der NF-Modulationsfrequenz entsprechen. Am Rand des maximalen Frequenzhubs nehmen die Amplituden der Seitenfrequenzen schnell ab.

Der UKW-Rundfunkbereich hat eine Breite von 104 - 87,5 = 16,5 MHz = 16.500 kHz. Mit einer Bandbreite von 150 kHz lassen sich daher etwa 110 UKW-Sender nebeneinander platzieren. Ein großer Vorteil der Frequenzmodulation besteht darin, dass auftretende Störungen während der Übertragung wirkungslos gemacht werden können. Atmosphärische und andere Funkstörungen beeinflussen in der Regel die Amplitude des HF-Signals, nicht aber seine Frequenz. FM-Empfänger werden so konstruiert, dass sie nur auf Frequenzänderungen ansprechen und nicht auf Amplitudenänderungen. Dadurch werden viele Störungen "abgeschnitten". Sollte dennoch störende Frequenzmodulation auftreten, wird diese durch den großen Frequenzhub des Senders verringert, wie bereits im vorherigen Bild erklärt wurde.

 

2.85

 

Bild 2.85 zeigt, dass Störgeräusche beim Empfang von Sendern mit Amplitudenmodulation hauptsächlich als Zischen, Prasseln und Pfeifen bei den hohen Tönen wahrgenommen werden. Als Reaktion darauf neigen Rundfunkhörer dazu, die hohen Frequenzen im Empfänger zu unterdrücken, was zu einer Verdunkelung des Klangs führt.

Im Gegensatz dazu verstärkt die Frequenzmodulation absichtlich die hohen Tonfrequenzen im Sender stärker als die tiefen. Beim Empfang würden sie daher zu laut erscheinen. Durch eine geeignete Schaltung werden sie jedoch wieder auf ein normales Maß zurückgeführt, so dass der Klang nicht verfälscht wird. Störungen hoher Frequenz, die während der Übertragung auftreten, werden im gleichen Maß reduziert und sind somit viel weniger wirksam. Dadurch ist es bei Frequenzmodulation möglich, hohe Töne bis zu 15 kHz ohne Störungen wiederzugeben. Die Anhebung der Höhen im Sender wird Pre-Emphasis genannt, während die Rückführung auf den normalen Zustand im Empfänger De-Emphasis genannt wird.

Störungen durch Amplitudenmodulation treten nicht auf, wenn der Empfänger nur auf Frequenzänderungen anspricht. Durch die Anhebung der Höhen im Sender und die Angleichung im Empfänger werden hohe Störfrequenzen, wie das Zischen, auf dem Übertragungsweg stark abgeschwächt, ohne den Originalklang zu beeinträchtigen.

FM-Sender stören sich beim Empfang gegenseitig wesentlich weniger als AM-Sender, da sowohl Nutz- als auch Störsender ständig ihre Frequenz ändern. Dadurch kann kein konstantes Überlagerungspfeifen auftreten, sondern ein unregelmäßiges Geräusch, das weniger störend ist. Durch den Einsatz spezieller FM-Demodulatoren (Synchrodetektoren) ist es möglich, störende Nachbarsender vollständig zu unterdrücken.

 

2.86

 

Bild 2.86 zeigt das Prinzip der Doppelmodulation beim Stereo-Rundfunk (Multiplex-Signal). Bei der Stereofonie wird der natürliche räumliche Höreindruck erzeugt, indem das rechte und das linke Ohr den Schalleindruck etwas unterschiedlich wahrnehmen. Um diesen Effekt beim Rundfunk zu erzielen, werden die Schalleindrücke mit zwei Mikrofonen aufgenommen und als separate Rechts- und Linksinformation übertragen. Um den Aufwand zu reduzieren, wurde ein Modulationsverfahren entwickelt, bei dem die Rechts- und Linksinformation über denselben Sender ausgestrahlt werden.

Dieses Verfahren beinhaltet die Aufmodulation von zwei Signalen, dem Summensignal (L+R) und dem Differenzsignal (L-R), auf getrennte Frequenzbänder. Das Differenzsignal wird dabei in ein höheres Frequenzgebiet transponiert. Dieses Verfahren eignet sich speziell für den UKW-Rundfunk aufgrund der verfügbaren größeren Bandbreiten.

Das Summensignal kann mit jedem UKW-Empfänger als normale Sendung gehört werden, während das Differenzsignal zunächst auf einen Stereo-Hilfsträger von 38 kHz in Amplitudenmodulation aufmoduliert wird. Dabei entstehen zwei Seitenbänder im Bereich von 23 bis 37,97 kHz und von 38,03 bis 53 kHz. Durch Sperrkreise wird die 38-kHz-Trägerfrequenz unterdrückt, um den Aussteuerbereich des Senders nicht zu beeinträchtigen.

Im Empfänger wird der 38-kHz-Hilfsträger benötigt, um das Differenzsignal wieder zu erzeugen. Dazu wird seine halbe Frequenz, der sogenannte Pilotton von 19 kHz, in die Lücke zwischen den Tonfrequenzinformationen für Mono-Empfang und das Stereo-Zusatzsignal geschaltet. Das gesamte Frequenzspektrum von 30 Hz bis 53 kHz, bestehend aus dem Summensignal, dem Pilotton und dem AM-modulierten Differenzsignal, wird dann mittels Frequenzmodulation dem UKW-Sender aufgeprägt.

Im Empfänger wird die Doppelmodulation (AM innerhalb der FM) beim Stereo-Empfang wieder in die ursprünglichen Rechts- und Linkssignale umgewandelt. Dies erfolgt mithilfe eines Stereo-Decoders, der das Stereo-Multiplex-Signal entschlüsselt und die Rechts- und Linksinformationen separiert.

 

3. Passive elektronische Bauteile

Die Bezeichnung "Bauelement" wird für die elektrischen Einzelteile verwendet, aus denen eine Geräteschaltung aufgebaut ist. Diese Einzelteile umfassen Widerstände, Kondensatoren, Spulen, Drosseln, Transformatoren, Potentiometer, Dioden, Transistoren und Röhren. Dabei wird eine Unterscheidung in passive und aktive Bauelemente vorgenommen. Passive Bauelemente sind Gleich- oder Wechselstromwiderstände wie Widerstände, Kapazitäten und Induktivitäten. Zu den aktiven Bauelementen zählen Dioden, Röhren und Transistoren. Sie werden als elektronisch steuerbare Schalter, Gleichrichter, Verstärker und Schwingungserzeuger eingesetzt.

 

Feste Widerstände

Festwiderstände werden verwendet, um Stromwerte einzustellen, als Spannungsteiler oder als Arbeitswiderstände in Verstärkerstufen. Es gibt verschiedene Bauarten von Festwiderständen:

1. Drahtwiderstände bestehen aus einem Widerstandsdraht (meist Chromnickel oder Konstantan), der auf einen hitzefesten keramischen Körper gewickelt ist. Der Draht ist durch eine wärmebeständige Oxidschicht isoliert. Drahtwiderstände können hohe Belastungen aushalten, haben jedoch eine obere Grenze für den Widerstandsbereich.

2. Schichtwiderstände bestehen aus kleinen Keramikröhren oder -stäbchen, auf denen eine feine Hartkohleschicht aufgebracht ist. Der hohe spezifische Widerstand der Kohleschicht ermöglicht hohe Ohmwerte. Durch eine schraubenförmige Wendel kann der Widerstand weiter erhöht werden. Schichtwiderstände ermöglichen hohe Widerstandswerte auf kleinem Raum, aber sie haben eine Belastungsgrenze, die nicht überschritten werden darf.

3. Metallfilm-Schichtwiderstände verwenden anstelle der Kohleschicht einen aufgedampften Edelmetallfilm auf dem Keramikkörper. Diese Metallschicht ist sehr dünn und ermöglicht große und stabile Widerstandswerte. Metallfilm-Schichtwiderstände werden hauptsächlich in Messgeräten verwendet.

4. Dickfilmschaltungen werden in engen Verstärker- und Umsetzerstufen eingesetzt. Die Widerstände werden durch Aufdrucken einer Mischung aus Glaspulver, Metallpulver und Bindemitteln erzeugt. Diese aufgedruckte Masse wird auf einer Keramikgrundplatte eingebrannt und bildet Metallschichtwiderstände. Der Ohmwert wird durch die Größe der aufgedruckten Fläche bestimmt.

Darüber hinaus werden auch Widerstandselemente durch das Aufdampfen oder Aufstäuben von dünnen Metallschichten in integrierten Schaltungen erzeugt.

Die Werte von Festwiderständen werden nach einer international eingeführten Zahlenreihe abgestuft. Diese Reihe, bekannt als die E-12-Reihe, teilt das Gebiet zwischen zwei Zehnerwerten in 12 Stufen ein. Jeder folgende Widerstandswert ist etwa 20% größer als der vorhergehende Wert, wobei die Werte teilweise stark gerundet sind. Hier ist die Reihe für Widerstandswerte von 10 bis 100:

10 12 15 18 22 27 33 39 47 56 68 82 100

Auf diese Weise stehen ausreichend fein und gleichmäßig gestufte Widerstandswerte zur Verfügung. Jeder Wert darf um ± 10% vom Sollwert abweichen und berührt damit gerade eben die Toleranzgrenzen der benachbarten Stufe. Für Widerstandswerte mit anderen Dezimalstellen werden Nullen angehängt. Oft lässt man das Ohmzeichen bei der Einheit weg, z.B. 680 Ohm = 680 oder 1,8 kOhm = 1,8 k.

Um die Widerstandswerte auf kleinen Bauelementen lesbarer zu machen, wird häufig der internationale Farbcode verwendet. Dabei werden die ersten beiden Ziffern des Ohmwertes, die Anzahl der folgenden Nullen und die Toleranzklasse (z.B. ±1%, ±2%, ±5%) durch vier Farbpunkte oder Farbringe auf dem Widerstandskörper gekennzeichnet. Es gibt Tabellen und andere Hilfsmittel wie Uhren oder Rechenschieber, um die Bedeutung dieser Farben zu ermitteln. Es ist ratsam, einen solchen Farbenschlüssel in jeder Werkstatt zur Verfügung zu haben. Ein detaillierter Farbencode wäre in diesem Format schwer zu handhaben und ist in Buchform unpraktisch.

 

Veränderbare Widerstände: Potentiometer

In Rundfunkempfängern werden veränderliche Widerstände fast immer als Schichtwiderstände verwendet. Bei diesen Widerständen wird eine ringförmige Widerstandsschicht auf eine Isolierplatte aufgetragen. Ein drehbarer Schleifarm greift dabei unterschiedlich große Widerstandswerte ab. Die Enden der Widerstandsschicht werden als a (Anfang) und e (Ende) bezeichnet, während der Schleifer als s bezeichnet wird. Der Anschluss, an dem der Schleifer liegt, wenn er von der Frontseite aus nach links gedreht wird, wird als a bezeichnet. Drehwiderstände zur Lautstärkeeinstellung sind oft mit einem Ausschalter kombiniert, der das Gerät bei Linksdrehung ausschaltet. Für spezielle Schaltungen wie die gehörrichtige Lautstärkeeinstellung können auch Anzapfungen an der Widerstandsschicht vorhanden sein.

Tonregler bestehen aus zwei Potentiometern, die durch eine gemeinsame Achse betätigt werden. Diese werden für Stereoverstärker verwendet. Doppel-Potentiometer sind zwei Potentiometer, die unabhängig voneinander durch zwei zentrisch angeordnete Achsen betätigt werden. Kleine Drehwiderstände, die nur selten eingestellt werden müssen, haben oft anstelle eines Bedienungsknopfes einen Schraubenzieherschlitz. Diese werden als Einstell- oder Trimmwiderstände bezeichnet und können direkt in gedruckte Schaltungen gelötet werden. Für Hifi-Anlagen und Mischpulte werden auch Schiebepotentiometer verwendet. Bei diesen Potentiometern ist die Widerstandsbahn geradlinig angeordnet und der Schleifkontakt gleitet in einer Schienenführung hin und her. Diese Potentiometer sind leicht zu bedienen, und die jeweilige Einstellung ist gut erkennbar und merkbar. Es ist wichtig anzumerken, dass der Begriff "Lautstärkeregler" (oder auch "Drehregler" oder "Schieberegler") von präzisen Technikern vermieden werden sollte. Die Bezeichnungen "Regler" und "Regelung" gelten für die selbsttätigen Regelkreise, die im Kapitel 9 behandelt werden. Handbetätigte Potentiometer werden als Drehwiderstände, Schiebewiderstände, Stellwiderstände oder Einsteller bezeichnet.

 

3.01

 

In Bild 3.01 wird der Widerstandsverlauf von Drehwiderständen dargestellt. Wenn der Ohmwert eines Drehwiderstands zwischen dem Anfang a der Widerstandsbahn und dem Schleifer s gleichmäßig zunimmt (Kurve A), spricht man von einer linearen Widerstandszunahme. Wenn der Wert zuerst langsam und dann steil ansteigt (Kurve B), hat das Potentiometer einen logarithmischen Widerstandsverlauf.

 

3.02

 

Bild 3.02 zeigt eine umgezeichnete Kurve B in einem Diagramm mit senkrechter logarithmischer Teilung. Die Kurve streckt sich zu einer Geraden. Bei Potentiometern mit logarithmischem Widerstandsverlauf kann man kleine Widerstandswerte mit derselben Genauigkeit einstellen wie große Widerstandswerte.

Diese Potentiometer werden als Spannungsteiler für die Lautstärkeeinstellung in Empfängern verwendet. Das menschliche Ohr reagiert nicht auf absolute, sondern auf prozentuale Lautstärkeunterschiede. Eine Änderung der Tonfrequenzspannung um 50% wird deutlich wahrgenommen, unabhängig davon, ob der Ausgangswert klein oder groß war.

Bei einem Potentiometer mit linearer Kennlinie (Kurve A) ändert sich der Widerstandswert und damit die Spannung am Anfang des Drehbereichs sehr schnell. Am oberen Ende des Drehbereichs ändert sich der Widerstandswert nur noch geringfügig für denselben Drehwinkel.

Bei einem Spannungsteilerpotentiometer mit logarithmischer Kennlinie (Kurve B) hingegen wächst die Lautstärke bei gleichem Drehwinkel um den gleichen Dezibelwert. Der Lautstärkeeindruck nimmt stetig zu.

Es gibt auch Potentiometer mit negativ logarithmischem Verlauf (Kurve C) oder mit S-förmiger Kennlinie. Bei der Auswahl eines Ersatzpotentiometers ist es daher wichtig, den spezifischen Kennlinienverlauf zu beachten. Auf dem Bezeichnungsschild von Potentiometern oder in den Ersatzteillisten von Serviceanweisungen wird der Kennlinienverlauf oft durch Abkürzungen wie "lin" für linear, "log" für logarithmisch, "pos" für positiv oder "neg" für negativ gekennzeichnet. Zum Beispiel wird ein Potentiometer mit 10 kOhm und linearer Kennlinie als "10 kOhm lin" oder eines mit 500 kOhm und positiver logarithmischer Kennlinie als "500 kOhm pos log" bezeichnet. Die Belastbarkeit eines Schichtwiderstands hängt von der Größe der wärmeabgebenden Oberfläche ab. Die Nennleistung eines Widerstands gibt an, wie viel elektrische Leistung er unter normalen Betriebsbedingungen aufnehmen kann. Jedoch darf dies nicht als absolute Grenze verstanden werden. Entscheidend ist vielmehr die betriebsmäßige Temperatur der dünnen Kohleschicht.

 

3.03

 

In Bild 3.03 ist eine Kurve dargestellt, die die abnehmende Belastbarkeit eines bestimmten Widerstandstyps bei höheren Umgebungstemperaturen zeigt. Beim Betrieb eines Widerstands ändert sich auch sein Ohmwert in Abhängigkeit von der Belastung und der Erwärmung. Jedes Material hat einen Temperaturkoeffizienten (TK), der die Widerstandsänderung pro Grad Temperaturänderung angibt. Die Beziehung lautet: Ru = R0 * (1 + TK * delta T), wobei Ru der Widerstandswert bei der Temperatur Tu ist, R0 der Widerstandswert bei der Bezugstemperatur (z. B. 18 °C oder 25 °C), TK der Temperaturkoeffizient und delta T die Temperaturdifferenz.

Ein Beispiel: Ein Widerstand mit einem Nennwert von 470 Ohm und einem Temperaturkoeffizienten von -500 ppm/°C wird bei einer Temperaturerhöhung um 60 Grad wie folgt berechnet:
Ru = 470 * (1 - 500 * 10^-6 * 60)
Ru = 470 * 0.97 = 456 Ohm

Die Widerstandsänderung bleibt somit innerhalb der üblichen Toleranzgrenzen von ± 5% oder ± 10% des Nennwerts.

Normale Kohleschichtwiderstände haben negative Temperaturkoeffizienten von etwa -500 ppm/°C, was einer Änderung von -0,05%/°C entspricht. Ein Widerstand mit einem Wert von 470 Ohm würde bei einer Temperaturerhöhung um 60 Grad folgenden Wert annehmen:
Ru = 470 * (1 - 0.05 * 10^-2 * 60)
Ru = 470 * 0.97 = 456 Ohm

Schichtwiderstände werden gemäß DIN 41 400 in Güteklassen eingeteilt. Die Klassenbezeichnung gibt die maximal zulässige Widerstandsänderung in Prozent während der vorgegebenen Dauer- und Stoßprüfungen an. Ein Widerstand der Klasse 5 darf demnach seinen Wert um insgesamt ± 5% ändern.

 

Temperatur- und spannungsabhängige Widerstände

Der Widerstandswert eines Leiters ist temperaturabhängig. Bei Metallen steigt der Widerstandswert mit zunehmender Temperatur an. Metalle haben also einen positiven Temperaturkoeffizienten und verhalten sich in kaltem Zustand wie Kaltleiter. Dieser Effekt wird besonders deutlich, wenn Drähte durch Strom bis zum Glühen erhitzt werden.

3.04

 

Bild 3.04 zeigt den Kaltleitereffekt in Abhängigkeit vom Strom für eine kleine Signallampe mit einem Nennstrom von 50 mA. Bei kleinen Strömen beträgt der Widerstandswert nur etwa 15 Ohm. Bei einem Strom von 10 mA entsteht am Glühfaden ein Spannungsabfall von lediglich 0,15 V (U = I * R = 10 * 10^-3 * 15). Wenn jedoch ein Strom von 50 mA fließt, nimmt der Faden eine Spannung von 3,75 V (U = 50 * 10^-3 * 75) an.

Glühlampen werden daher in NF-Stufen als Überlastungsschutz eingesetzt. Sie werden in den Ausgangskreis geschaltet und so dimensioniert, dass der Faden bei normalem Betrieb kühl bleibt, d.h. wenig Spannung über ihn abfällt. Wenn die Stufe stark überlastet wird oder ein Kurzschluss an den Ausgangsklemmen auftritt, steigt der Strom zwar an, aber der Widerstandswert der Lampe erhöht sich ebenfalls und begrenzt dadurch den Strom auf ungefährliche Werte.

 

3.05

 

Bild 3.05 zeigt die Kennlinien eines keramischen Kaltleiters, der auch als PTC-Widerstand bezeichnet wird. PTC steht für "Positiver Temperaturkoeffizient". Diese Kaltleiter bestehen aus halbleitenden keramischen Materialien wie Bariumtitanat. Sie werden gepresst und gesintert und in Form von Widerstandsstäbchen mit Anschlussdrähten oder -ösen geliefert. Die Kennlinien der PTC-Widerstände sind linear und ähneln denen von Glühlampen.

 

3.06

 

In Bild 3.06a ist das normenmäßige Schaltsymbol für einen PTC-Widerstand dargestellt. Es zeigt zwei Pfeile und den griechischen Buchstaben Theta (θ) für Temperatur, um anzuzeigen, dass der Widerstandswert in gleicher Richtung wie die Temperatur ansteigt. Es gibt jedoch auch das Schaltzeichen in Bild 3.06b, das mit "+" den positiven Temperaturkoeffizienten kennzeichnet. In der Praxis sind diese Symbole oft unhandlich, daher wird empfohlen, den Begriff "PTC-Widerstand" zu verwenden, wie in Bild 3.06c dargestellt.

PTC-Widerstände werden in der Praxis vielseitig eingesetzt. Sie dienen als Überlastungsschutz, Strombegrenzer und Spannungskonstanthalter. Wenn der Strom durch den PTC-Widerstand steigt, erhöht sich sein Widerstandswert, wodurch eine größere Spannung daran abfällt und die Nutzspannung begrenzt wird. Bild 3.07a zeigt ein Beispiel, bei dem eine Glühlampe in Reihe mit einem Verbraucherwiderstand geschaltet ist. Der Widerstandswert der Lampe erhöht sich mit steigender Netzspannung, was dem Anstieg des Stroms entgegenwirkt und die Spannung am Verbraucherwiderstand stabilisiert.

 

3.07

 

In Bild 3.07b wird anstelle einer Glühlampe ein PTC-Widerstand als Spannungskonstanthalter verwendet. Der PTC-Widerstand sorgt dafür, dass die Spannung am Verbraucherwiderstand trotz Schwankungen der Netzspannung stabil bleibt.

 

3.08

 

Bild 3.08 zeigt die Kennlinie eines Heißleiters, der einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt. Der Widerstandswert des Heißleiters sinkt mit zunehmender Temperatur. Bei 20 °C beträgt der Widerstandswert über 30 kΩ und bei 60 °C sinkt er auf 10 kΩ ab.

Heißleiter werden für zwei verschiedene Aufgaben verwendet:

1. Anlaß-Heißleiter werden eingesetzt, um langsame Stromanstiege zu ermöglichen und hohe Einschaltströme zu reduzieren.

2. Regel-Heißleiter dienen zur Stabilisierung des Arbeitspunkts von Transistoren. Sie nutzen den negativen Temperaturkoeffizienten aus, um die Stromänderungen der Transistoren mit steigender Temperatur auszugleichen oder zu kompensieren.

 

3.09

 

Das Schaltzeichen für Heißleiter besteht in der Regel aus einem Widerstandssymbol mit dem Zusatz NTC (Negative Temperature Coefficient). Die entgegengesetzt gerichteten Pfeilspitzen in Bild 3.09b symbolisieren, dass der Widerstandswert mit steigender Temperatur abnimmt und umgekehrt.

 

3.10

 

VDR-Widerstände, auch bekannt als Varistoren oder spannungsabhängige Widerstände, zeigen eine Veränderung ihres Widerstandswerts in Abhängigkeit von der angelegten Spannung. Der Widerstandswert nimmt ab, wenn die Spannung steigt. Im Englischen werden diese Bauelemente als Voltage Dependent Resistors bezeichnet. Bild 3.10a zeigt das Schaltsymbol für VDR-Widerstände, während Bild 3.10b das in amerikanischen Schaltungen übliche Symbol darstellt.

 

3.11

 

Die Kennlinie eines VDR-Widerstands ist in Bild 3.11 dargestellt. Bei kleinen Spannungen ist der durchfließende Strom sehr gering. Mit zunehmendem Strom oder steigender Spannung nimmt der Widerstandswert kontinuierlich ab. In Bild 3.11 sind einige rechnerische Werte angegeben, die diesen Zusammenhang veranschaulichen.

Es ist zu beachten, dass sich bei umgekehrter Polarität der Spannung ein ähnlich verlaufender Ast im negativen Bereich ergibt. Das Symbol in Bild 3.10b wurde möglicherweise aus diesem Grund von den Amerikanern gewählt, um den Verlauf der Kennlinien im positiven Bereich darzustellen.

 

3.12

 

Wenn ein VDR-Widerstand gemäß Bild 3.12 als Teil eines Spannungsteilers geschaltet wird, bleibt die Teilspannung U2 bei steigender Betriebsspannung Ue annähernd konstant. Dadurch wird die Teilspannung stabilisiert, beispielsweise auf den Wert von 20...24 V in Bild 3.11.

 

Kondensatoren

3.21

 

Bild 3.21 beschäftigt sich mit den Ausführungsformen und Schaltsymbolen von Kondensatoren.

Je nach Anwendungszweck lassen sich drei Arten von Kondensatoren unterscheiden:

1. Abstimmkondensatoren: Sie legen die Resonanzfrequenz von Schwingkreisen fest und erfordern eine sehr konstante Kapazität und niedrige Verluste.

2. Koppelkondensatoren: Sie übertragen Wechselspannungen auf die folgende Empfängerstufe. Der Kapazitätswert ist weniger kritisch, aber ein hoher Isolationswiderstand ist erforderlich, wenn Gleichspannungen abgeblockt werden sollen.

3. Erdungskondensatoren: Sie verbinden Schaltungspunkte, die keine Signalspannung führen dürfen, mit dem Bezugspotential (Masseleitung) auf dem kürzesten Weg.

Kondensatoren gibt es in verschiedenen technischen Ausführungsformen. Kondensatoren mit konstanter Kapazität bestehen oft aus dünnen Aluminiumfolien, die durch Papierstreifen isoliert und zu Wickeln zusammengerollt sind. Kleine Kapazitätswerte werden manchmal in Rohren geschützt und vergossen (Rollkondensatoren). Größere Kapazitätswerte werden mit Kunststoff oder Wachs umhüllt oder in Metallbechern untergebracht. Für hochwertige Kondensatoren mit geringem Verlustfaktor verwendet man Kunststoffolien als Dielektrikum und dampft dünne Metallschichten als leitende Beläge auf. Andere hochwertige Kleinkondensatoren haben Glimmerplatten als Dielektrikum oder bestehen aus keramischen Materialien mit aufgebrannten Silberschichten. Diese Kondensatoren werden oft durch Lack- oder Kunstharzüberzüge gegen Feuchtigkeit und Beschädigungen geschützt.

Elektrolytkondensatoren bestehen aus Aluminiumfolie mit einer Aluminiumoxidschicht als Dielektrikum. Die sehr dünne isolierende Oxidschicht ermöglicht eine hohe Kapazität. Chemisch getränktes Fließpapier dient als Gegenbelegung. Elektrolytkondensatoren müssen immer mit der richtigen gepolten Gleichspannung betrieben werden, da die Oxidschicht unter dem Einfluss einer Gleichspannung entsteht. Der Betrieb mit reinen Wechselspannungen kann die Oxidschicht und den Kondensator zerstören. Zwei wichtige Punkte bei Elektrolytkondensatoren sind: 1) Es fließt immer ein kleiner Gleichstrom, der Reststrom, durch den Kondensator, und 2) der Scheitelwert der angelegten Gleichspannung einschließlich der überlagerten Wechselspannung darf den aufgedruckten Spannungswert nicht überschreiten.

Die Schaltsymbole für Kondensatoren sind in Bild 3.21 dargestellt. Das allgemeine Schaltsymbol für einen Kondensator ist in Bild 3.21a zu sehen. Elektrolytkondensatoren werden in Bild 3.21d dargestellt. Um die Schreib

arbeit zu erleichtern, wird manchmal das Symbol in Bild 3.21a verwendet und nur das Pluszeichen hinzugefügt. Drehkondensatoren mit stetig veränderlicher Kapazität haben das Symbol in Bild 3.21b. Trimmerkondensatoren, die nur einmalig auf einen bestimmten Wert abgeglichen werden, werden durch das Symbol in Bild 3.21c dargestellt.

 

3.22

 

In Bild 3.22 geht es um Erdungskondensatoren, die verwendet werden, um die "kalten" Punkte einer Schaltung, die keine Hochfrequenz-Spannung führen sollen, mit dem Bezugspotential (Masse/Chassis) zu verbinden. Bei hohen Frequenzen dürfen die Kapazitätswerte der Erdungskondensatoren im UKW-Bereich nicht größer als 200 bis 500 pF und im KW- und MW-Bereich nicht größer als 5 bis 10 nF sein.

Es ist wichtig, dass in den Zuleitungen zu den Kondensatorbelegungen keine Induktivitäten wirksam werden. Deshalb wird in Bild 3.22b gezeigt, dass die zu entkoppelnde Leitung zur einen Seite der Kondensatorbelegung geführt wird und von der anderen Seite wieder weg. Die erdseitige Belegung hingegen wird großflächig mit Masse (GND) verbunden. Auf diese Weise werden die Zuleitungsinduktivitäten nicht mehr in Reihe mit dem Kondensator geschaltet, sondern in Reihe mit der Schwingkreisspule L oder der Hochfrequenz-Drossel Dr. An diesen Stellen stört die zusätzliche Induktivität jedoch nicht.

Erdungskondensatoren werden auch als Durchführungskondensatoren eingesetzt, um hochfrequente Signalleitungen durch Abschirmwände zu führen. Sie dienen auch als Breitband-Entstörkondensatoren für Netzleitungen, um hochfrequente Störspannungen gegen Masse abzuleiten. Dabei wird der Betriebsstrom über die Kondensatorfolien geleitet, um deren Induktivität als Hochfrequenz-Drossel zu nutzen.

 

3.23

 

Bild 3.23 zeigt einen zweifachen Drehkondensator. Drehkondensatoren sind Bauteile, die verwendet werden, um verschiedene Kapazitätswerte einzustellen. Sie bestehen aus einer Anzahl von Aluminium- oder versilberten Messingplatten. Die Hälfte der Platten bildet den feststehenden Teil, den Stator, während der bewegliche Teil, der Rotor, zwischen den Platten des Stators gedreht werden kann. Als Dielektrikum wird Luft, Hartpapier oder Kunststofffolie verwendet. Die eingestellte Kapazität des Drehkondensators wird größer, je weiter der Rotor in den Stator eingedreht wird. Bei Luftkondensatoren für Rundfunkempfänger steigt die Kapazität zunächst langsam an und nimmt dann steil zu. Dies wird durch die spezielle Form der Randkurve des Rotors erreicht.

UKW-Drehkondensatoren haben geringere Kapazitätswerte und kleinere Abmessungen. In den meisten Fällen sind beide Belegungen gegen Masse isoliert. Dies ermöglicht eine flexiblere Einordnung der Schwingkreise in die Schaltung und eine symmetrische Kopplung von Dipolantennen an den Eingangskreis. Trimmerkondensatoren werden verwendet, um bestimmte Kapazitätswerte einzustellen. Sie ähneln kleinen Drehkondensatoren mit Halbkreisplatten. Als Dielektrikum wird Luft, Kunststofffolie oder Keramik verwendet. Die Achse des Trimmerkondensators verfügt über einen Schlitz, der mit einem Schraubenzieher eingestellt werden kann. Eine Andrückfeder verhindert, dass sich der Rotor bei Erschütterungen von selbst verstellt. Kapazitätsdioden werden in Kapitel 6 behandelt und sind eine spezielle Art von Bauteilen, bei denen die Kapazität durch eine p-n-Übergangsdiode gesteuert wird.

 

Spulen 

Niederfrequenzspulen, auch bekannt als NF-Spulen, zeichnen sich durch hohe Windungszahlen und einen Eisenkern aus. Die Spulenwicklung befindet sich auf einem Isolierstoffkörper, der auf den mittleren Steg eines E-förmigen Eisenblechpakets aufgesteckt ist. Der Weg für die magnetischen Feldlinien wird durch ein Eisenjoch geschlossen.

 

3.31

 

Wenn eine Niederfrequenzspule mit Gleichstrom durchflossen wird, entsteht ein starkes magnetisches Gleichfeld, das von einem zusätzlichen Wechselstrom in einer bestimmten Richtung kaum verstärkt werden kann. Dies führt dazu, dass die Spule "gesättigt" ist. Aufgrund der fehlenden Ausbildung eines richtigen Wechselstromfeldes ist die Induktivität geringer als bei derselben Spule ohne Gleichstrom-Vormagnetisierung.

Um dieses Problem zu lösen, wird ein Luftspalt verwendet, der das Joch etwas vom Eisenkern entfernt. Dadurch wird das störende Gleichstromfeld geschwächt, sodass die Induktivität für Wechselstrom größer wird als ohne Luftspalt. Insbesondere bei Übertragern ist ein Luftspalt erforderlich, da eine der Wicklungen in der Regel von einem Betriebsgleichstrom durchflossen wird. Ohne Luftspalt würden die Signalwechselspannungen aufgrund der einseitigen Vormagnetisierung verzerrt werden.

*) Luftspalt: Ein Luftspalt ist ein Abstand oder Spalt zwischen magnetisch leitenden Materialien, der dazu dient, das magnetische Feld zu beeinflussen und unerwünschte Effekte zu reduzieren.

 

3.32

 

Bild 3.32 zeigt verschiedene Ausführungen von Hochfrequenzspulen. Es werden Spulen mit Eisenblechkernen und Ferritkernen gezeigt. Die Spulen haben eine zylindrische Form mit einer Kreuzspulenwicklung. Ein Ferrit-Gewindekern kann in die Spule eingeschraubt werden, um den gewünschten Induktivitätswert einzustellen.

Um Leistungsverluste durch Wirbelströme in Metallteilen zu vermeiden, werden Abschirmbecher verwendet, die einen ausreichenden Abstand zur Spulenwicklung haben. Bei Spulen für MW- und LW-Bereiche wird Hf-Litze verwendet, während KW- und UKW-Spulen aus wenigen Windungen dicken Drahtes bestehen.

Hochwertige Spulen haben einen geschlossenen Ferritkern und werden als Topfspulen bezeichnet. Die Ferritkappe des Topfes dient sowohl als Abschirmung für die Wicklung als auch als Schutz. In einigen Fällen werden Spulen mit geringer Induktivität durch eine gedruckte Schaltung aus Kupferfolie hergestellt, die in einer spiralförmigen Leiterbahn angeordnet ist.

 

3.33

 

Bild 3.33 zeigt verschiedene Anwendungen von Variometerspulen. Anstelle von Drehkondensatoren werden L-Abstimmsysteme oder Variometer verwendet, insbesondere in Autosuper-Radios. Diese bestehen aus einer zylindrischen Spulenwicklung, in die ein verschiebbarer Ferritkern eintaucht. Die Spulenwicklung ist von einer Ferrithülse umgeben. Durch das Verschieben des Ferritkerns kann die Induktivität des Systems variiert werden. Bei herausgezogenem Kern entsteht ein großer Luftspalt und die Induktivität ist gering, während sie bei eingetauchtem Kern am größten ist. Die Ferritkerne werden durch Seilzüge oder Gestänge verschoben.

Das Bild zeigt auch eine Ferritstabantenne, die aus einem langgestreckten Ferritkern mit einer isolierten Wicklung für MW- und LW-Abstimmkreise besteht. Um die Induktivität genau einzustellen, können einige Windungen der Wicklung verschoben werden. Die Richtwirkung der Antenne wurde bereits in Bild 2.76 behandelt.

Spulen, die nicht für Abstimmkreise, sondern als Hochfrequenz-Widerstände oder Drosseln dienen sollen, werden oft ohne Ferritkern gewickelt. Um Hochfrequenzspannungen im UKW-Bereich abzuschirmen, können Ferritperlen über die zu drosselnde Leitung geschoben werden. Diese erhöhen die Induktivität und erzeugen die gewünschte Drosselwirkung mit minimalem Aufwand.

 

Transformatoren

3.41

 

Bild 3.41 zeigt die Kopplung zwischen zwei Spulen. Wenn man eine zweite Wicklung in das Magnetfeld einer wechselstromdurchflossenen Spule einführt, wird gemäß dem Induktionsgesetz eine Wechselspannung gleicher Frequenz in der zweiten Wicklung induziert. Die Größe dieser Spannung hängt von zwei Faktoren ab:

1. Die enge Platzierung der Windungen der beiden Spulen, also wie eng sie "gekoppelt" sind.
2. Die Anzahl der Windungen in der zweiten Spule.

Die erste Wicklung, an der die Stromquelle angeschlossen ist, wird als Primärspule bezeichnet, während die zweite Wicklung die Sekundärspule ist. Bei einer festen Kopplung entsteht ein Transformator, der Wechselspannungen auf gewünschte Werte transformieren kann. Das Verhältnis der Spannungen entspricht dem Verhältnis der Windungszahlen:

Primärspannung / Sekundärspannung = Primärwindungszahl / Sekundärwindungszahl

Wenn zum Beispiel die Sekundärwicklung doppelt so viele Windungen hat wie die Primärwicklung, wird darin eine doppelt so hohe Spannung U2 induziert.

 

3.42

 

Bild 3.42 erklärt die Stromübersetzung in einem Transformator. Wenn ein Widerstand R2 an die Sekundärspule angeschlossen wird, fließt der Strom i2 durch diesen Widerstand. Die in dem Widerstand verbrauchte Leistung kann nur aus der Stromquelle an der Primärwicklung stammen. Daher steigt der Primärstrom bei Belastung der Sekundärwicklung an. Die Sekundärleistung u2 • i2 entspricht in etwa der Primärleistung u1 • i1, unter Vernachlässigung einiger Verluste.

Wenn die Sekundärspannung doppelt so groß ist wie die Primärspannung, kann der Sekundärstrom nur halb so groß sein wie der Primärstrom, um die gleiche Leistung zu erzielen. Das Verhältnis der Ströme in beiden Wicklungen verhält sich also umgekehrt wie das Verhältnis der Spannungen:

u1 / u2 = i2 / i1 = ü = Übersetzungsverhältnis

 

3.43

 

Bild 3.43 zeigt die Widerstandsübersetzung in einem Transformator. Aus der Primärspannung und dem Primärstrom kann ein Widerstand R1 berechnet werden, der die gleiche Leistung verbraucht wie die tatsächliche Sekundärbelastung R2. R2 kann also durch einen Ersatzwiderstand R1 ersetzt werden, der direkt parallel zur Primärwicklung liegt.

Wenn die Sekundärwindungszahl verdoppelt wird, verdoppelt sich auch die Sekundärspannung u2. Dadurch verdoppelt sich auch der Sekundärstrom i2. Wenn Strom und Spannung sich verdoppeln, wird die Leistung viermal so groß. Das bedeutet, dass der Primärstrom viermal so groß wird oder dass der Primärwiderstand R1 nur noch ein Viertel so groß ist wie zuvor.

Bei einer Verdoppelung des Übersetzungsverhältnisses vervierfacht sich also das Verhältnis der Widerstände R1 und R2. Allgemein gilt, dass bei einem Übersetzungsverhältnis ü die Widerstände. 

 

3.44

 

Bild 3.44 zeigt Netztransformatoren, die dazu dienen, Betriebsspannungen für Röhren und Transistoren von Wechselstromlichtnetzen zu liefern. Diese Transformatoren haben mehrere Sekundärwicklungen, aus denen je nach Windungszahl hohe und niedrige Spannungen entnommen werden können. Es besteht auch die Möglichkeit, Primär- und Sekundärseite durch Anzapfungen einer gemeinsamen Wicklung zu bilden, was als Auto- oder Spartransformator bezeichnet wird.

In einem leer laufenden Transformator oder einer Eisendrossel fließt ein höherer Wechselstrom als dem Blindwiderstand Xl = a>L entspricht. Dies liegt an verschiedenen Verlusten. Bei jedem Richtungswechsel der Spannung muss das Eisen im Transformator ummagnetisiert werden, was eine Wirkleistung erfordert und den Verluststrom verursacht. Zudem entstehen im Transformator durch Wirbelströme im Eisen Verluste in Form von Wärme. Der ohmsche Gleichstromwiderstand der Kupferwicklungen führt ebenfalls zu Verlusten. Wenn ein Transformator im Leerlauf sehr stark erhitzt wird oder der primär aufgenommene Strom im Leerlauf bereits sehr hoch ist, besteht der Verdacht auf einen Windungskurzschluss innerhalb der Wicklungen.

 

3.45

 

Bild 3.45 zeigt Eingangs- und Zwischenübertrager in einer Verstärkeranlage. Eingangsübertrager dienen hauptsächlich dazu, niedrige Spannungen, wie sie beispielsweise von Tauchspulenmikrofonen erzeugt werden, in höhere Spannungen zu transformieren und dem Eingangstransistor zuzuführen. Es ist jedoch wichtig, dass eine mögliche Parallelkapazität zur Sekundärwicklung für hohe Frequenzen keine merkliche Belastung oder Kurzschluss darstellt. Daher werden Mikrofonübertrager in unmittelbarer Nähe zum Transistor platziert. Die Spannung kann je nach Anwendung in einem Verhältnis von 1:20 für Musikübertragungen oder sogar bis zu 1:40 für Sprachübertragungen hochtransformiert werden.

Zwischenübertrager kommen hauptsächlich als Treibertransformatoren für Transistor-Endstufen im Empfängerbau vor. Sie dienen dazu, den relativ hohen Ausgangswiderstand eines Transistors auf die niedrigen Eingangswiderstände von Leistungstransistoren zu übersetzen. Eine Sekundärwicklung mit Mittelanzapfung liefert zudem eine zweite Spannung mit einer Phasenumkehr von 180° für Gegen<|endoftext|>

 

3.46

 

Ausgangsübertrager dienen vorzugsweise dazu, den hohen Innenwiderstand von Lautsprecherröhren auf den niedrigen Widerstand der Tauchspulen von dynamischen Lautsprechern zu übertragen bzw. den Lastwiderstand an den Innenwiderstand anzupassen, sodass Leistung entnommen werden kann. Die Primärwicklung wird dabei zusätzlich vom Anoden- oder Kollektorgleichstrom durchflossen.

Bild 3.46 zeigt einen Ausgangsübertrager, der aus einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung besteht, die auf einem Eisenkern gewickelt sind. Die Primärwicklung wird vom Anoden- oder Kollektorgleichstrom durchflossen und die Sekundärwicklung stellt den Lastwiderstand der Lautsprecher dar.

Um tiefe Töne gut übertragen zu können, ist es wichtig, dass die Induktivität der Primärwicklung so hoch wie möglich ist. Dafür werden viele Windungen verwendet und der Transformator erhält einen großen Eisenkern. Auf diese Weise kann der Ausgangsübertrager eine effektive Impedanzanpassung zwischen der Lautsprecherröhre und dem Lautsprecher bieten.

Um hohe Frequenzen gut zu übertragen, ist es entscheidend, dass die Primär- und Sekundärwicklung sehr fest miteinander gekoppelt sind. Dies wird durch verschachtelte Wicklungen erreicht, bei denen abwechselnd Teile der Primär- und Sekundärwicklung auf den Spulenkörper aufgebracht werden. Durch diese enge Kopplung können die Hochfrequenzanteile des Audiosignals effektiv übertragen werden.

Bei Eintakt-Ausgangsübertragern muss ein Luftspalt im Eisenweg vorhanden sein, um den Anoden- oder Kollektorgleichstrom durchfließen zu lassen. Dies ermöglicht eine effiziente Übertragung der Leistung an den Lastwiderstand. Gegentakt-Ausgangsübertrager hingegen benötigen keinen Luftspalt, da sich die Wirkungen der Gleichströme in den beiden Teilwicklungen aufheben.

 

4. Komplexere elektronische Bauelemente

 

RC-Glieder

 4.01 - Reihenschaltung von R und C

 

Bild 4.01a zeigt einen Zweipol, der einen frequenzabhängigen Scheinwiderstand darstellt. Dabei sind der Blindwiderstand 1/(ωC) und der Wirkwiderstand R im Zeigerdiagramm (Bild 4.01b) geometrisch um 90° versetzt zu addieren. Der Scheinwiderstand der Reihenschaltung ergibt sich zu: Z = √(R² + (1/(ωC))²)

Der Phasenwinkel φ ist bei der Grenzfrequenz zu finden und beträgt 45°. In Bild 4.01b ist der Fall R = Xc dargestellt. Die Teilspannungen ur und uc sind dabei gleich groß. Wenn eine Spannung uz am Eingang bzw. am Gesamtwiderstand Z anliegt, beträgt die Teilspannung ur = uc = -0.707 uz.

Wenn der Festwiderstand R durch einen einstellbaren Widerstand (Potentiometer) ersetzt wird, kann der Scheinwiderstand Z in weiten Grenzen verändert werden. Ein solcher Zweipol kann als Tiefpassfilter im Niederfrequenzteil von Empfängern eingesetzt werden. Er wird zwischen dem Signalweg und dem Nullleiter geschaltet. Wenn R klein ist, bildet der Kondensator C einen Kurzschluss für hohe Frequenzen und reduziert ihre Verstärkung. Bei großen Widerstandswerten wird Z hochimpedant und beeinflusst den Frequenzgang nicht wesentlich.

 

4.02: RC-Reihenschaltung als frequenzabhängiger Spannungsteiler

 

In dieser Schaltung ist die Teilspannung uc an der Kapazität C immer um 90° gegenüber der Spannung ur phasenverschoben. Im Vektordiagramm bilden ur und uc die Seiten eines rechtwinkligen Dreiecks, wobei die Eingangsspannung uj die Hypotenuse darstellt. Wenn man einen Halbkreis über uj zeichnet, sind alle in diesem Kreis eingezeichneten Dreiecke rechtwinklig (nach dem Geometrie-Lehrsatz). Die Seiten ur und uc des dick gezeichneten Dreiecks gelten für die Grenzfrequenz fß, d.h. ur = uc und φ = 45°.

Wenn man bei konstanter Amplitude uj die Frequenz der Wechselspannung auf den Wert fβ erhöht, wird der kapazitive Widerstand und somit auch die Teilspannung uc kleiner. Der 90°-Winkel des Dreiecks wandert entlang des Kreisbogens nach rechts. Dadurch ergeben sich die Werte uro und u2 des gestrichelten Dreiecks. Man kann sich auf dem Kreisbogen eine Frequenzskala vorstellen, und jedes Dreieck, das mit einer bestimmten Frequenz verbunden ist, liefert die entsprechenden Teilspannungen der RC-Reihenschaltung. Bei hohen Frequenzen wird die Spannung uc sehr klein. Die Spannung ur ist dann etwa gleich der Eingangsspannung uj und hat fast die gleiche Phasenlage.

 

4.03 Tiefpass-Filter

 

Die Schaltung in Bild 4.03a stellt ein Tiefpass-Filter dar, das auch als Siebglied bezeichnet wird. Es besteht aus einem Widerstand R und einer Kapazität C, die in Reihe geschaltet sind.

Bei niedrigen Frequenzen wird der kapazitive Widerstand 1/w C groß im Vergleich zum Widerstand R, wodurch die Ausgangsspannung nahezu ungehindert durchgelassen wird. Bei höheren Frequenzen wird jedoch der kapazitive Widerstand kleiner und beeinflusst die Spannungsteilung. Dies führt dazu, dass die Ausgangsspannung ab einer bestimmten Grenzfrequenz abgeschwächt wird.

Im Zeigerdiagramm in Bild 4.03b sind die Teilspannungen U2 und die Phasenwinkel tp für verschiedene Frequenzen dargestellt. Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz werden nahezu unverändert übertragen, während die Ausgangsspannung bei Frequenzen oberhalb der Grenzfrequenz stark abfällt. Dieses Verhalten macht das Tiefpass-Filter nützlich, um hohe Frequenzen abzuschwächen und zum Beispiel Störfrequenzen zu filtern.

Das Tiefpass-Filter hat verschiedene Anwendungen, zum Beispiel als Störfrequenzfilter, um unerwünschte Frequenzen zu unterdrücken. Die Wirkung des Filters hängt von den Werten von R und C ab, wobei größere Werte eine bessere Filterwirkung erzielen. Ein häufiges Beispiel ist die Unterdrückung der 50-Hz-Lichtnetzfrequenz im Stromversorgungsteil.

Ein weiterer Anwendungsbereich des Tiefpass-Filters ist als Zeitkonstantenglied. Wenn eine Gleichspannung an den Eingang angelegt wird, dauert es eine gewisse Zeit, bis sich der Kondensator C über den Widerstand R auf die volle Spannung aufgeladen hat. Die Zeitkonstante x (tau) gibt an, wie lange es dauert, bis der Kondensator etwa 63% des Maximalwertes erreicht.

Die Zeitkonstante kann mit der Formel x = R • C berechnet werden.

 

4.04 Hochpass-Filter

 

Das Hochpass-Filter in Bild 4.04 hat den Widerstand und den Kondensator im Vergleich zum Tiefpass-Filter in Bild 4.03 vertauscht. In dieser Schaltung ist der Kondensator undurchlässig für Gleichspannung, wodurch die Spannung uq am Ausgang null ist. Bei niedrigen Frequenzen ist der kapazitive Widerstand Xc größer als der ohmsche Widerstand R. Dies führt dazu, dass am Ausgang nur eine geringe Teilspannung U2 entsteht.

Bei der Grenzfrequenz fällt die Ausgangsspannung auf etwa 0,7-mal die Eingangsspannung ab. Frequenzen oberhalb der Grenzfrequenz werden ungehindert durchgelassen, während niedrige Frequenzen abgeschwächt werden. Das Hochpass-Filter ermöglicht also die Durchlässigkeit von hohen Frequenzen und wird daher in NF-Verstärkern eingesetzt, um tiefe Töne nicht zu benachteiligen.

Das Zeigerdiagramm in Bild 4.04c zeigt den Phasenwinkel für verschiedene Frequenzen. Bei der Grenzfrequenz beträgt der Phasenwinkel wieder 45°. Bei höheren Frequenzen verringert sich der Winkel bis auf Null, da der kapazitive Widerstand Xc dominiert und keine Phasenverschiebung mehr verursacht. Bei niedrigen Frequenzen steigt der Phasenwinkel auf bis zu 90° an. Die Kurve für den Phasenwinkel tp im Diagramm Bild 4.04b zeigt den vollständigen Verlauf.

 

4.05 RC-Parallelkombination

 

In der Schaltung in Bild 4.05a fließen Wechselströme niedriger Frequenz hauptsächlich durch den ohmschen Widerstand. Der kapazitive Widerstand ist bei niedrigen Frequenzen sehr groß und kann vernachlässigt werden. Bei der Grenzfrequenz fg sind der kapazitive Widerstand und der ohmsche Widerstand gleich groß. Die Impedanz beträgt in diesem Fall nur das 0,7-fache von R.

Bild 4.05b zeigt den Verlauf des Gesamtwiderstands in Abhängigkeit von der Frequenz. Bei höheren Frequenzen wird der kapazitive Widerstand kleiner als R. Die Impedanz Xges entspricht dann ziemlich genau dem kapazitiven Widerstand Xc.

Wechselströme unterhalb der Grenzfrequenz erzeugen eine gleichmäßige Spannung, die dem ohmschen Widerstand entspricht. Bei höheren Frequenzen hingegen werden die Ströme immer mehr durch den kapazitiven Widerstand kurzgeschlossen und erzeugen nur geringe Spannungen.

Dieses RC-Glied wirkt als Zweipol und behält auch als Teil eines Spannungsteilers die Eigenschaften eines frequenzabhängigen Scheinwiderstands bei.

 

 4.06 Einfluss von Widerständen auf die Bandbreite

 

4.06b

 

Der Spannungsteiler in Bild 4.06a zeigt, dass die Teilspannung U2 bis zur Grenzfrequenz ziemlich konstant bleibt und dann entsprechend dem Verlauf in Bild 4.05b abfällt. Ein solcher frequenzabhängiger Spannungsteiler tritt in allen Verstärkerstufen auf und ist oben rechts in Bild 4.06b erneut dargestellt. Der Vorwiderstand Ry entspricht dem Innenwiderstand Rj der Signalquelle, Rl repräsentiert den Last- oder Arbeitswiderstand und C steht für die unvermeidlichen Streukapazitäten. Das Gebiet bis zur Grenzfrequenz wird als Bandbreite eines Übertragungssystems bezeichnet.

Die obere Kurve in Bild 4.06b gilt für RL = 100 kΩ und C = 318 pF. Die Grenzfrequenz bzw. Bandbreite beträgt dann 5 kHz, wie am Punkt P1 im Diagramm abzulesen ist. Höhere Frequenzen werden zunehmend abgeschwächt, was zu einer dumpfen Klangwiedergabe führt.

Wenn der Lastwiderstand Rl auf 10 kΩ verringert wird, ergibt sich eine Grenzfrequenz bzw. Bandbreite von 50 kHz. Im Diagramm wird dies durch den Punkt P2 und die zugehörige Kurve für RL = 10 kΩ dargestellt. Diese Kurve verläuft bis 20 kHz annähernd linear, was eine gute Wiedergabequalität bedeutet. Der kapazitive Bereich schließt nahtlos an die vorherige Kurve an, erst bei 50 kHz setzt der Abfall der Höhen ein.

Aus beiden Kurven ergibt sich ein wichtiges Grundgesetz der Verstärkertechnik: Die Bandbreite kann erweitert werden, indem man die Arbeitswiderstände der Verstärkersysteme verringert. Allerdings geht damit auch eine Verringerung der Verstärkung einher, da die Teilspannung an einem kleineren Arbeitswiderstand ebenfalls geringer wird.

Früher, in der Zeit der Röhrentechnik, stellte dieses Gesetz eine Hürde dar, da Röhren teure Komponenten waren und man beim Bestücken von Röhrenverstärkern sparen musste. Mit Transistorsystemen, insbesondere in Form von integrierten Schaltungen, sind solche Probleme jedoch heute kaum noch vorhanden. Transistorsysteme sind kostengünstiger, wodurch es möglich ist, den Verstärkern eine größere Bandbreite zu geben. Verluste in der Verstärkung aufgrund niedrigerer Arbeitswiderstände können leicht durch zusätzliche verstärkende Transistorsysteme ausgeglichen werden.

 

4.07 Klangeinsteller

 

4.08 Klangeinsteller

 

Mit RC-Gliedern kann man die Spannungen von hohen, tiefen oder mittleren Frequenzen im Vergleich zum Gesamtfrequenzband abschwächen. Dies wird bei den Klangeinstellern von Rundfunkgeräten und HiFi-Verstärkern genutzt. Man spricht auch von "Entzerrern", da sie dazu verwendet werden, verzerrte Frequenzgänge wieder auf einen angenehmen Klang zu korrigieren.

Eine vielseitige Anordnung eines solchen Klangeinstellers wird in Bild 4.07 dargestellt. Mit dieser Schaltung kann man wahlweise die Höhen und Tiefen eines Klangbildes anheben oder absenken. Das Netzwerk besteht aus zwei parallelgeschalteten RC-Spannungsteilern. In der Mittelstellung der beiden Potentiometer ergibt sich eine frequenzabhängige Spannungsteilung im Verhältnis 10:1, das bedeutet, die Ausgangsspannung beträgt nur etwa ein Zehntel der Eingangsspannung. Dieser mittlere Ausgangsspannungswert ist in Bild 4.08 als 0-dB-Pegel dargestellt.

Dreht man den Höheneinsteller H nach oben, gelangen die hohen Frequenzen direkt über den Kondensator C1 zum Ausgang und werden angehoben entsprechend dem oberen Ast des rechten Kurvenverlaufs in Bild 4.08. Dreht man den Schleifer nach unten, bildet das Potentiometer H in Verbindung mit dem Kondensator C2 einen Tiefpass. Dadurch werden die Höhen abgesenkt und die Frequenzkurve senkt sich nach rechts unten. Es sind viele Zwischenstellungen möglich.

Dreht man den Tiefeneinsteller T ganz nach oben, wird der Kondensator C3 kurzgeschlossen, und tiefe Frequenzen können besser über diesen Spannungsteiler zum Ausgang gelangen, was zu einer "Bassanhebung" führt. In der unteren Schleiferstellung hat der kapazitive Widerstand von C3 für tiefe Frequenzen wenig Einfluss, daher werden sie abgesenkt. Der Widerstand R3 entkoppelt die Ausgänge der beiden Spannungsteiler voneinander, um gegenseitige Beeinflussung zu vermeiden. Aufgrund der schwenkbaren Kurven in Bild 4.08 wird dieser Klangeinsteller von Technikern auch als "Kuhschwanz-Entzerrer" bezeichnet. Für einen seriöseren Ausdruck kann man auch von einem "Fächer-Entzerrer" sprechen.

 

Eigenschaften von Schwingkreisen

 

4.11 Resonanzwiderstand eines Parallelschwingkreises

 

Wenn man die gemessenen Impedanzwerte für verschiedene Frequenzen in ein Diagramm einträgt, erhält man bei fT einen deutlich höheren Wert als für die einzelnen Impedanzen von L und C. Dieser höhere Wert wird als Resonanzwiderstand bezeichnet, und die Kurve wird als Resonanzkurve bezeichnet. Anstelle der Impedanzwerte kann man auch die Spannungen am Kreis bei verschiedenen Frequenzen messen und als Kurve darstellen. In Prüffeldern und Service-Werkstätten werden solche Kurven auf dem Bildschirm eines Elektronenstrahl-Oszillografen dargestellt. Hierfür wird ein Messsender verwendet, der automatisch das gewünschte Frequenzband durchstimmt (Wobbeln).

Die Resonanzwirkung ist von großer Bedeutung für die Funktechnik. Durch Abstimmen eines Kreises auf die Frequenz eines Senders erhält man eine größere Spannung als für andere Frequenzen. Dadurch wird es erst möglich, eine gewünschte Empfangsfrequenz aus der Vielzahl der vorhandenen Frequenzen herauszufiltern. In Bild 4.11 ist die Skala für den Widerstand R linear, während die Frequenzskala logarithmisch ist, um deutlich zu machen, wie sich die Form der Resonanzkurve ergibt. Bei einer linearen Frequenzskala würde Xl als gerade Linie dargestellt werden.

 

4.12 Größe des Resonanzwiderstands

 

Stellt man sich den Parallelschwingkreis in Reihe mit einem hochohmigen Widerstand R an die HF-Spannung u, dann verhält sich der Resonanzwiderstand Rp bei der Resonanzfrequenz um einen Faktor Q größer als der induktive oder kapazitive Widerstand allein. In einem verlustfreien Kapazitätskreis (z. B. Luftdrehkondensator) entspricht Q der Spulengüte, die in Bild 2.54 erwähnt wurde. Der Vorwiderstand R entspricht beim HF-Verstärker dem Innenwiderstand Ri der Stufe, und u ist gleich der Quellspannung e. Die Verstärkerwirkung basiert auf dem hohen Resonanzwiderstand des Kreises, der eine hohe Spannungsverstärkung bewirkt.

Der hohe Resonanzwiderstand wird auch zur Sperrung von Störfrequenzen genutzt. Ein solcher Sperrkreis in der Signalleitung wird auf die Störfrequenz abgestimmt und stellt einen so hohen Widerstand nur für diese Frequenz dar, dass die Störspannung dahinter stark abgesenkt wird.

 

4.13 Bandbreite eines Kreises

 

Ein Schwingkreis mit einer Ferritkernspule und HF-Litze liefert bei gleichbleibender Spannung u in der Schaltung von Bild 4.12 eine größere Resonanzspannung U2 als eine Luftspule mit Volldraht. Je höher die Resonanzspannung ist, desto besser ist die Spule oder der Schwingkreis. Das Verhältnis von Resonanzspannung zur zugeführten Spannung wird als Kreisgüte Q bezeichnet. Bei einem verlustfreien Kondensator ist die Kreisgüte Q gleich der Spulengüte. Die Kreisgüte Q hängt also vom Wirkwiderstand r ab (vgl. Bild 2.54). Ein schlechter Kreis ist stärker gedämpft. Die Dämpfung d ist der Kehrwert des Gütefaktors und entspricht bei einem verlustfreien Kondensator gleichzeitig dem Tangens des Phasenwinkels der Spule. Der Zahlenwert für die Güte allein gibt jedoch nicht an, wie gut der Kreis Nachbarfrequenzen unterdrückt. Daher wird es üblich, bei der Aufnahme von Resonanzkurven die Spannung so einzustellen, dass der Spitzenwert genau 1 V beträgt, wie in Bild 4.14 gezeigt.

 

4.14 Bandbreite eines Kreises

 

Ein schlechter Kreis hat daher eine breitere Resonanzkurve. Das bedeutet, dass störende Nachbarsender von ihm weniger gut unterdrückt werden. Der Abstand zwischen den Frequenzen f1 und f2, bei dem die Spannung auf 0,7 V absinkt, wird als Bandbreite b bezeichnet. Die Bandbreite hängt ebenfalls von der Güte ab. Eine geringere Güte Q bedeutet jedoch auch, dass der Resonanzwiderstand geringer ist. Hier gilt dasselbe wie bereits bei der Bandbreite von RC-Gliedern in Bild 4.06 besprochen: Wenn man eine größere Bandbreite fordert, um auch weiter entfernte Frequenzen gut zu übertragen, muss man den Widerstandswert reduzieren, was zu einer Dämpfung des Kreises führt. Dies bedeutet einen Verlust an Verstärkung und eine niedrigere Spannung am Kreis.

 

4.15 Bandbreite und Resonanzwiderstand bei verschiedenen Frequenzen

 

Wenn wir grob annehmen, dass gute Kreise eine Güte von etwa 100 haben, ergeben sich folgende Zusammenhänge:
1. Langwellenbereich: Geringe Bandbreite und großer Resonanzwiderstand. Dies führt zu einer guten Trennschärfe und hohen Resonanzspannungen.
2. Mittelwellenbereich: Größere Bandbreiten und kleinere Resonanzwiderstände im Vergleich zum Langwellenbereich. Dadurch sind Trennschärfe und Resonanzspannungen geringer.
3. Kurzwellenbereich: Sehr breite Resonanzkurven (60...200 kHz) und sehr niedrige Resonanzwiderstände von 7,5 bis 25 kΩ. Dies führt zu kleinen Resonanzspannungen.
4. UKW-Bereich: Eine Bandbreite von 1000 kHz, was etwa der Breite des gesamten Mittelwellenbereichs entspricht. Der Resonanzwiderstand liegt bei 5,3 kΩ.

Diese Zusammenhänge geben einen Überblick über die Bandbreiten und Resonanzwiderstände in verschiedenen Frequenzbereichen. Es ist wichtig zu beachten, dass dies grobe Abschätzungen sind und die tatsächlichen Werte je nach spezifischem Schwingkreis variieren können.

 

Bild 4.16 Serienwiderstand eines Schwingkreises

 

Wenn Spule und Kondensator in Reihe geschaltet werden, ergibt sich für die Resonanzfrequenz ein sehr kleiner Widerstandswert. Die Blindwiderstände Xc und XL heben sich auf, und es bleibt nur der Widerstandswert Rs der Serienschaltung wirksam. Dieser Serienwiderstand Rs ist Q-mal kleiner als der Wechselstromwiderstand der Spule oder des Kondensators allein: Rs = Xl / Q = Xc / Q = ωL / Q = 1 / (Q * ω * C).

Serienresonanzkreise werden als Saugkreise für Störfrequenzen verwendet. Sie werden zwischen der Signalleitung und der Nulleitung geschaltet und stellen für die Störfrequenzen einen so niedrigen Widerstand dar, dass diese kurzgeschlossen werden. Frequenzen, die weiter entfernt sind, werden dagegen nicht beeinträchtigt.

 

Phasenwinkel bei Schwingkreisen

 

 

4.17 und 4.18 Phasengang eines Parallelschwingkreises

 

Der Phasengang von Schwingkreisen ist besonders wichtig für FM-Demodulatoren, die zur Signalumsetzung verwendet werden. Diese Umsetzer basieren oft darauf, dass die verschiedenen Frequenzen des Modulationsspektrums unterschiedliche Phasendrehungen erfahren, aus denen das tonfrequente Signal wiederhergestellt wird. Für einen einzelnen Schwingkreis ergibt sich der grundlegende Phasenverlauf wie in Bild 4.17 dargestellt. Bei der Resonanzfrequenz beträgt der Phasenwinkel 0. Niedrige Frequenzen erzeugen positive Phasenwinkel, während höhere Frequenzen negative Phasenwinkel aufweisen. Die größten Werte liegen bei +90° und -90°.

Damit ein Signalumsetzer von Frequenz auf Phasenwinkel verzerrungsfrei arbeitet, muss auch die Phasenkennlinie eine große "Bandbreite" aufweisen. Ähnlich wie bei RC-Gliedern oder Resonanzkurven kann dies erreicht werden, indem der Impedanzwert reduziert wird, also die Dämpfung erhöht wird. In Bild 4.18 sind die normierten Kurven für d = 5% und d = 50% dargestellt. Bei einem stark gedämpften Schwingkreis verläuft der Phasenwinkel in einem viel größeren Bereich linear. Bei der Resonanzfrequenz beträgt der Phasenwinkel phi = 0, wie bereits im vorherigen Bild erläutert.

 

4.19 Phasengang eines Serienkreises in Vierpolschaltung

 

Einige FM-Demodulatoren erfordern Schwingkreisanordnungen, bei denen die Ausgangsspannung im Resonanzfall um 90° gegenüber der Eingangsspannung verschoben ist. Dies wird durch einen als Vierpol geschalteten Serienresonanzkreis erreicht, wie in Bild 4.19a dargestellt. Bei Resonanz wirkt er als niedriger reeller Widerstand Rg für den zugeführten HF-Strom i. Der induktive Widerstand XL und der kapazitive Widerstand XC sind entgegengesetzt gerichtet und heben sich bei Resonanz auf. Der große reelle Resonanzstrom i erzeugt an der Induktivität L eine maximale Resonanzspannung U2, die um 90° vorausgeht. Bild 4.19b zeigt den Amplituden- und Phasenverlauf der Ausgangsspannung.

 

4.20 Phasengang eines Parallelkreises in Vierpolschaltung

 

Die gleiche Wirkung kann mit einem Parallelschwingkreis, wie in Bild 4.20a gezeigt, erzielt werden, indem eine Kapazität Cj in die Zuleitung geschaltet wird. Im Resonanzfall kann die Anordnung in Bild 4.20b als Serienschaltung der Kapazität Cj und eines Widerstandes Rp betrachtet werden. Die Spannung an Rp ist dann um 90° gegenüber der Spannung an der Kapazität phasenverschoben. Bei Anlegen unterschiedlicher Frequenzen verläuft die Spannung u2 erneut in Form einer Resonanzkurve. Der Phasenwinkel ändert sich abhängig von der Frequenz von 90°. Die Linearität der Phasenänderung ist jedoch besser als in Bild 4.19.

 

Besondere Formen von Schwingkreisen

4.21 Angezapfter Schwingkreis

 

4.22 Kapazitive Ankopplung eines Schwingkreises

 

Wird die Spule eines Schwingkreises angezapft oder eine Wicklung mit geringerer Windungszahl induktiv gekoppelt, entsteht zwischen den Klemmen A und B ein Widerstandswert, der durch den Übertrager transformiert wird (siehe Bild 4.21). Dies wird verwendet, um die hochohmigen Resonanzwiderstände von Parallelschwingkreisen an die niedrigeren Eingangswiderstände von Transistoren anzupassen.

Ein Beispiel: Ein Kreis mit einem Resonanzwiderstand Rp = 60 kQ (60.000 Q) und einer Spule mit N = 72 Windungen soll an den Eingangswiderstand Rj? = 750 Q eines Transistors angepasst werden. An welcher Windungszahl sollte angezapft werden? Die Spannung des Schwingkreises wird auf ca. '/j0 herabtransformiert. Eine höhere Anzapfung würde jedoch den niedrigen Lastwiderstand erheblich verschlechtern, was die Verhältnisse ungünstiger machen würde.

Da die Anzapfung der Spule aus fertigungstechnischen Gründen ungünstig ist, erfolgt in solchen Fällen oft eine kapazitive Ankopplung gemäß Bild 4.22. Dabei wird die Kreiskapazität als Spannungsteiler verwendet und die niedrigere Teilspannung an der größeren Kapazität Co abgegriffen. Auf diese Weise können auch niedrige Lastwiderstände an einen Schwingkreis angepasst werden.

 

4.23 Der π-Kreis

 

Der π-Kreis besteht aus zwei in Reihe geschalteten Teil-Kapazitäten. Er ist als Vierpol geschaltet. Beim symmetrischen π-Kreis, wie in Bild 4.23a dargestellt, haben beide Kondensatoren den Wert 2C, und es gilt die normale Resonanzformel. Mit unterschiedlich großen Kapazitäten, wie in Bild 4.23b gezeigt, kann der π-Kreis als Anpassungsfilter für verschiedene Quellwiderstände und Lastwiderstände verwendet werden. Hier sind einige Eigenschaften des π-Kreises:

1. Zusätzliche Kapazitäten, die am Eingang oder Ausgang angebracht werden, werden in den Kreis einbezogen. Beispielsweise kann der π-Kreis dazu dienen, die Kapazität des Antennenkabels bei Autoradioempfängern zur Gesamtkapazität des Schwingkreises hinzuzufügen. In diesem Fall muss die Spule als Variometer ausgeführt sein, um die Abstimmung im gewünschten Frequenzbereich zu ermöglichen.

2. Die Elemente L und Co wirken als Tiefpass und unterdrücken höhere Frequenzen.

3. Der π-Filter ermöglicht die Anpassung von niederohmigen Antennen an hochohmige Verstärkervierpole, zum Beispiel bei Autoradios und Sendeanlagen. Bei KW-Amateuren wird diese Anordnung oft als Collins-Filter bezeichnet.

 

4.24 UKW-Stichleitungen

 

Für hohe Frequenzen werden Lecherleitungen oder Stichleitungen als Resonanzkreise verwendet. Sie bestehen aus parallel geführten Drahtstücken mit spezifischer Länge. Als Saugkreis wirkt entweder ein offenes Paralleldrahtsystem, das etwa eine viertel Wellenlänge lang ist, oder ein kurzgeschlossenes Stück, das eine halbe Wellenlänge des zu blockierenden Frequenzbands hat, wie in Bild 4.24a dargestellt. Im UKW-Rundfunkempfänger werden manchmal Sperrkreise für eine Wellenlänge von etwa 1,5 m verwendet, um Störungen im Fernsehband III zu vermeiden. Für diese Wellenlänge bestehen die Saugkreise aus Drahtstücken von 30 oder 60 cm Länge. Da isolierte Drähte eine größere Kapazität aufweisen, muss die Stichleitung kürzer sein als eine viertel oder halbe Wellenlänge.

Die Saugkreise werden zwischen der Antennenleitung und der Erde angeschlossen. Da Dipolantennen gegenüber der Erde symmetrisch ausgeführt sind, werden zwei Lecher-Systeme verwendet, die zu drei Leitungen zusammengeführt werden können, wie in Bild 4.24b gezeigt. Diese Leitungen bestehen aus isolierten Drähten, die miteinander verdrillt und zu einer Locke aufgewickelt sind, oder aus drei parallel geführten Leitungszügen einer gedruckten Schaltung.

 

4.25 Stimmgabel-Resonatoren

 

Um den Aufwand und die Kosten von LC-Schwingkreisen mit Spulen zu reduzieren, wurden alternative Resonatoren entwickelt. Bei diesen Resonatoren wird die elektrische Schwingung auf ein schwingfähiges mechanisches Gebilde übertragen, das nur mit seiner Eigenfrequenz schwingt. Diese mechanische Schwingfrequenz wird dann wieder in eine elektrische Schwingung umgewandelt.

Stellen wir uns folgendes Gedankenexperiment vor: Neben einer Zinke einer Stimmgabel wird ein Elektromagnet mit der Wicklung w1 platziert. Wenn man diesen Elektromagneten mit einer Wechselspannung der Eigenfrequenz f der Stimmgabel speist, beginnt die Gabel kräftig zu schwingen. Die andere mit-schwingende Zinke erzeugt dann in der Wicklung w2 eines ähnlich aufgebauten Elektromagneten, der von einem Gleichstrom gespeist wird, eine Wechselspannung mit derselben Frequenz gemäß dem Induktionsgesetz.

Wenn die Speisefrequenz von der Eingangsfrequenz der Stimmgabel abweicht, kommt die Gabel nicht richtig in Schwingung. Sie schwingt entweder mit geringerer Amplitude oder überhaupt nicht. Durch das Abstimmen der Eingangsfrequenz kann man an der Ausgangsseite eine Resonanzkurve mit sehr steilen Flanken messen. Die gesamte Anordnung entspricht einem Schwingkreis hoher Güte, obwohl das Signal zwischendurch in eine mechanische Schwingung umgewandelt wurde.

 

4.26 Schwingquarze, Keramikschwinger

 

Quarzkristalle, die in dünne Scheiben geschnitten und geschliffen werden, können wie eine Stimmgabel zu mechanischen Eigenschwingungen angeregt werden. An der Quarzscheibe werden zwei Elektroden angebracht, wodurch eine Art Kondensator entsteht. Wenn man an einer Elektrode ein Frequenzspektrum A f anlegt, erscheint an der anderen Elektrode nur die Resonanzfrequenz fr des Quarzes. Dies basiert darauf, dass mechanische Druckwellen im Quarz entstehen, die seiner Eigenresonanz entsprechen. Abhängig von den Abmessungen und dem Schliff des Quarzes liegen die Resonanzfrequenzen im Bereich von einigen Kilohertz bis zu etwa 100 MHz.

Wenn man einen Quarz unter Druck setzt, erzeugt er eine proportionale Spannung. Dies wird als Piezoeffekt bezeichnet: Eine Spannung am Quarz erzeugt Druckwellen, und Druck auf den Quarz erzeugt eine Spannung. Dieser Effekt wird bei Kristallmikrofonen und Kristalltonabnehmern genutzt.

Anstelle von Quarz werden auch andere Materialien mit piezoelektrischen Eigenschaften verwendet, wie beispielsweise Seignettesalz. Für Hochfrequenzfilter werden häufig Schwingelemente aus einem keramischen Werkstoff namens Bariumtitanat anstelle der teureren Naturquarze eingesetzt.

 

4.27 Ersatzschaltung und Resonanzfrequenzen von Schwingkristallen

 

Für Quarz- oder Keramikschwinger gilt die Ersatzschaltung nach Bild 4.27a. Diese entspricht einem Serienresonanzkreis mit einer Kapazität Ci, einer Induktivität L und einem Widerstand r mit der Resonanzfrequenz fs. Parallel dazu liegt die Halterungskapazität Cq. Durch Umzeichnen erhält man die Ersatzschaltung nach Bild 4.27b. Der Quarz bildet nun einen kapazitiv angezapften Parallelschwingkreis. Für die Resonanzfrequenz fp liegen die Kapazitäten Cj und Co in Serie. Die Gesamtkapazität ist daher kleiner als bei der Reihenschaltung nach Bild 4.27a. Die geringere Kreiskapazität führt zu einer höheren Parallelresonanzfrequenz fp im Vergleich zur Serienfrequenz fs. Die Parallelresonanz bedeutet zudem einen hohen Impedanzwert.

 

4.28 Seriell und Parallelresonanz Schwingkreis

 

Wenn man die Impedanzwerte eines Quarz- oder Keramikschwingers in Abhängigkeit von der Frequenz betrachtet, ergibt sich ein Verlauf wie in Bild 4.28 dargestellt. Dieser Verlauf gehört zu einem Kristallelement mit der Serienresonanzfrequenz von 465 kHz für den Zf-Teil eines Empfängers.

Die Serienresonanzfrequenz fs eines solchen Schwingelements ist konstant. Die Parallelresonanzfrequenz fp kann leicht beeinflusst werden, indem man einen kleinen Trimmerkondensator parallel zu Co in Bild 4.27b schaltet. Dadurch erhöht sich die Gesamtkapazität des Parallelkreises, und die Resonanzfrequenz wird niedriger. Durch das Einstellen des Trimmers kann diese Frequenz präzise justiert werden. Dies wird genutzt, um in Sendern und Normalfrequenzanlagen den gewünschten Frequenzwert genau einzustellen.

 

LC-Glieder als Filter

 

4.29 LC-Siebglied

 

LC-Vierpole ermöglichen wirkungsvolle Siebschaltungen für breite Frequenzbänder. Die Tiefpassschaltung nach Bild 4.29a erzeugt im Siebbereich nach Bild 4.29b den Siebfaktor. Im Vergleich zu einem RC-Glied verbessert sich die Siebwirkung bei LC-Siebgliedern mit dem Quadrat der Frequenz. Zudem ist der Gleichspannungsverlust an der Induktivität L deutlich geringer als bei Widerstandssiebung. Die Siebwirkung tritt nur bei Frequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz fr auf. Bei fr liegt eine Serienresonanz vor, und die Ausgangsspannung U2 erreicht ihre Resonanzspannung.

LC-Siebglieder mit Eisenkern-Drosseln und Kapazitäten von 30 bis 100 pF werden in Netzteilen von Empfängern eingesetzt, um die Brummfrequenz von 50 Hz oder 100 Hz nach der Gleichrichtung zu unterdrücken. UKW-Siebglieder im Hochfrequenzteil verwenden dagegen kleinere Induktivitäten und Kapazitäten im Bereich einiger Nanofarad.

 

4.30 Angepasstes LC-Siebglied

 

Um die Resonanzstelle in einem Siebglied zu eliminieren, kann der Vierpol gemäß Bild 4.30a mit einem Anpassungswiderstand oder einer Impedanz Z abgeschlossen werden. Die Größe der Impedanz beträgt Z = Wurzel(L/C). In Bild 4.30b sind der Amplituden- und Phasenverlauf bei Anpassung bzw. Belastung dargestellt.

Unterhalb der Grenzfrequenz wirkt an den Eingangsklemmen des Vierpols nur der Wirkwiderstand Z, und die Eingangsspannung wird ungeschwächt zum Ausgang übertragen. Allerdings dreht sich die Phase der Ausgangsspannung von 0° für sehr niedrige Frequenzen bis zu 180° bei der Grenzfrequenz. Ab der Grenzfrequenz tritt dann die Dämpfung ein, jedoch bleibt die Ausgangsphasenlage konstant bei 180°.

 

4.31 LC-Glied als Hochpass

 

Bei der Schaltung gemäß Bild 4.31a lässt der Kondensator C höhere Frequenzen besser passieren, während tiefe Frequenzen durch die Induktivität L kurzgeschlossen werden. Dadurch entsteht ein Hochpass mit der Siebwirkung innerhalb des gestrichelten Bereichs. Durch den Abschluss des Ausgangs mit einem Anpassungswiderstand oder einer Impedanz wird auch hier der Resonanzhöcker reduziert.

 

4.32 LC-Tonfrequenzweichen

 

LC-Glieder werden als Tonfrequenzweichen verwendet, um Tiefton- und Hochtonlautsprechern jeweils das für sie bestimmte Frequenzband zuzuführen. Das Bild zeigt die Weichenschaltung einer hochwertigen Lautsprecherbox. Das Hochtonsystem wird über einen LC-Hochpass gespeist, dessen Grenzfrequenz bei 3750 Hz liegt. Frequenzen darunter werden also gesperrt. Die Widerstände von 3,5 Ω und 10 Ω reduzieren die Spannung und unterdrücken die Resonanzstelle.

Dem Mitteltonlautsprecher ist ein Serienresonanzkreis vorgeschaltet, der das Frequenzgebiet um 1400 Hz bevorzugt. Durch die Dämpfung durch den Lautsprecherwiderstand liegt das Durchlassband ausreichend breit.

Das Tieftonsystem wird gegen höhere und mittlere Frequenzen durch eine Drossel abgegrenzt. Die Grenzfrequenz, die sich aus dem Blindwiderstand L und dem Lautsprecherwiderstand R ergibt, liegt bei etwa 240 Hz.

 

 4.33 Antennenweichen

 

Für UKW-Empfänger (Bereich II) und Fernsehempfänger (Bereiche I, III, IV und V) werden separate Antennen benötigt, da Dipole mit ihren auf 2/4 abgestimmten Stablängen nur für einen bestimmten Empfangsbereich geeignet sind. Es wäre umständlich, für jede Antenne ein eigenes Kabel vom Dach in die Wohnung zu führen. Daher schließt man die Antennen über Hoch- und Tiefpässe an ein gemeinsames Kabel an und verwendet in der Wohnung eine Weiche, die die Frequenzbänder der Fernseh- und der Rundfunksteckdose kombiniert. Die Grenzfrequenz der Filter wird bei einer solchen Anordnung etwa in die geometrische Mitte zwischen den beiden zusammenzuführenden Bereichen gelegt. Das geometrische Mittel ist die Wurzel aus dem Produkt der beiden Zahlenwerte. Bereich II endet bei 100 MHz, Bereich III beginnt bei 174 MHz, daher wird die Grenzfrequenz auf fg = Wurzel(100*174) = 132 MHz festgelegt.

 

Gekoppelte Kreise

 

 4.41 Resonanzkurven getrennter Kreise

 

Wenn zwei Kreise durch eine Verstärkerstufe getrennt sind, ergibt sich eine schmalere Resonanzkurve als bei einem Einzelkreis, was zu einer verbesserten Trennschärfe führt. Wenn ein Störer an der Flanke eines Einzelkreises eine Spannung von 1/10 der Spannung des gewünschten Senders verursacht, wird diese Spannung am zweiten Kreis um weitere 1/10 geschwächt, insgesamt also auf 1/100 reduziert. Die gemeinsame Resonanzkurve mehrerer Kreise ergibt sich, indem man die Spannungswerte der Einzelkurven multipliziert. Dabei wird der Höchstwert der Kurven auf 1 gesetzt und man erhält normierte Kurven.

 

 4.42 Resonanzkurven gekoppelter Kreise

 

Bei direkt gekoppelten Kreisen ergibt sich bei lockerer Kopplung eine schmale Gesamtkurve, ähnlich wie bei den vollständig entkoppelten Kreisen in Bild 4.41. Bei stärkerer Kopplung verbreitert sich die Kurve. Die Kuppe der Kurve erhält zwei Höcker mit einer Einsattelung, während die Flanken weiterhin steil bleiben. Durch den Kopplungsgrad kann die Bandbreite der Kurve eingestellt werden. Solche Bandfilter lassen die Seitenbänder von modulierten Sendern gleichmäßig gut passieren.

 

4.43 Induktive Kopplung der beiden Kreise

 

Ein Bandfilter ist ein Vierpol mit den Eingangsklemmen 1-2 und den Ausgangsklemmen 3-4. In den meisten Fällen werden die Spulen induktiv miteinander gekoppelt, indem sie in einem Abschirmgehäuse nebeneinander platziert werden. Der genaue Abstand zwischen den Spulen wird durch Experimente ermittelt.

 

4.44 FuBpunktkopplungen

 

Es gibt verschiedene Möglichkeiten, zwei Abstimmkreise miteinander zu koppeln, um eine Bandfilterwirkung zu erzielen.

a) Beim ersten Ansatz (Abb. 4.44a) wird eine Kopplungswicklung vom weiter entfernt angeordneten oder abgeschirmten zweiten Kreis zum ersten Kreis geführt.

b) Beim zweiten Ansatz (Abb. 4.44b) sind die beiden Spulen voneinander abgeschirmt und über einen gemeinsamen Spulenteil am Fußpunkt gekoppelt. Diese gemeinsame Induktivität entspricht dem Wert M in Abbildung 2.56.

c) Beim dritten Ansatz (Abb. 4.44c) sind die beiden Spulen ebenfalls voneinander abgeschirmt und über eine gemeinsame Kapazität am Fußpunkt gekoppelt.

Die letzte Variante wird bevorzugt, da ein Kondensator kostengünstiger und einfacher anzubringen ist als eine zusätzliche Spulenwicklung.

 

4.45 Kapazitive Kopplung am Scheitel der Kreise

 

Die beiden Schwingkreise sind über eine kleine Kapazität Ck am Scheitel gekoppelt. Dabei ist es wichtig, dass die Spulen voneinander abgeschirmt sind. Wenn anstelle eines Festkondensators Gk eine Kapazitätsdiode verwendet wird, kann die Bandbreite des Filters elektronisch gesteuert werden. Dies ermöglicht eine flexible Anpassung der Filtereigenschaften an die jeweiligen Anforderungen.

 

 

4.46 Phasengang eines Bandfilters

 

Der Sekundärkreis eines induktiv gekoppelten Bandfilters in Bild 4.46a kann durch eine Koppelspule L und den Resonanzwiderstand Ra2 in Bild 4.46b ersetzt werden. Die gegenseitige Induktion M bewirkt im Resonanzfall einen Phasenwinkel von tp = + 90° am Sekundärkreis, wie im Zeigerdiagramm in Bild 4.46c dargestellt. Frequenzen, die von der Resonanzfrequenz abweichen, werden in beiden Kreisen phasenverschoben. Dies führt dazu, dass der Ausgangsphasenwinkel nach Bild 4.46d steiler verläuft als bei einem Einzelkreis. Wenn der Bandfilter als FM-Demodulator verwendet wird, also zur Umwandlung von Frequenzänderungen in Phasenänderungen, führt dies zu höheren Ausgangsspannungen. Kapazitiv gekoppelte Bandfilter wirken ähnlich.

 

 

4.47 und 4.48 Keramikfilter

 

Um die Wickelarbeit zu reduzieren und dennoch die Vorteile von Bandfiltern, wie eine große Flankensteilheit und Bandbreite, zu nutzen, werden zwei oder drei der zuvor beschriebenen Kristallschwinger miteinander gekoppelt. Dies erzeugt eine ähnliche Wirkung wie ein elektrisches Bandfilter. Allerdings muss ein keramisches Bandfilter noch an die Verstärkerstufen angepasst werden, indem normale Schwingkreise verwendet werden. Das dargestellte Vierkreishybridfilter der Firma Steatit-Magnesia nutzt die Serienresonanz der Filterelemente, um das gewünschte Frequenzband zu übertragen. Es ist für eine Zwischenfrequenz von 460 kHz ausgelegt.

Die Durchlaßkurve in Bild 4.48 zeigt nicht die Verstärkungswerte, sondern die Dämpfungswerte, die kopfstehend im Vergleich zu den zuvor gezeigten Resonanzkurven dargestellt sind. Der breite Kurvenscheitel weist eine Grunddämpfung von etwa 5 dB auf. Bei einer Verstimmung um ± 9 kHz ergibt sich eine durchschnittliche Dämpfung von über 40 dB. Dadurch werden gleichstarke Nachbarsender, die einen Abstand von 9 kHz haben, um das Verhältnis von 100:1 abgeschwächt.

 

 

4.49 und 4.50 Fünfkreis-Hybridfilter

 

In Bild 4.49 sind zwei mechanisch über einen Steg gekoppelte Keramikfilter schematisch dargestellt. Sie funktionieren ähnlich wie zwei hintereinander geschaltete Schwingkreise und bilden somit ein Vierpol-Bandfilter.

Ein weiterer Filterbaustein von Steatit-Magnesia arbeitet mit zwei solcher Keramikfilter und einem elektrischen Schwingkreis, insgesamt also mit fünf Resonanzelementen. Die Grundschaltung ist in Bild 4.50 zu sehen. Dieses Fünfkreis-Hybridfilter wird als vollständiger Baustein geliefert, einschließlich der Schaltelemente zur niederohmigen Anpassung von Eingang und Ausgang. Es ist für die FM-Zwischenfrequenz von 10,7 MHz ausgelegt. Bei einem Abfall von 3 dB vom Scheitel der Durchlaßkurve hat es eine Bandbreite von 175 kHz, so dass die Modulationsbandbreite von ±75 kHz bei UKW-Sendern sehr gut übertragen wird. Für eine Bandbreite von 300 kHz, das heißt für Nachbarsender mit einem Abstand von ±150 kHz, ergibt sich eine mittlere Dämpfung von 52 dB.

Keramikfilter weisen keine Resonanzüberhöhung wie LC-Schwingkreise auf, sondern haben bereits im Durchlaßbereich eine gewisse Grunddämpfung. Daher erfordern sie eine zusätzliche Verstärkung, die mit integrierten Schaltungen leicht realisiert werden kann.

 

5. Dioden

Um eine ausführliche Behandlung des umfangreichen Gebiets der Schaltungstechnik und der Arbeitsweise von Rundfunkempfängern für Prüffeld- und Servicetechniker, Amateure und interessierte Laien zu ermöglichen, wurde der folgende Text umgeschrieben:

Um den umfangreichen Themenkomplex der Schaltungstechnik und den Betrieb von Rundfunkempfängern für Prüffeld- und Servicetechniker, Hobbyisten und neugierige Einsteiger angemessen zu erfassen, wird eine hinreichend detaillierte Abhandlung geboten.

 

 

5.01 pn-Grenzschichten

 

Im Bild 5.01 sieht man den Prozess der Herstellung von Halbleitermaterialien mit hoher Reinheit, wie beispielsweise Germanium, Silizium und Galliumarsenid. Diese Materialien besitzen einen außerordentlich hohen spezifischen Widerstand, vergleiche Bild 2.05. Durch das gezielte Dotieren mit präzise dosierten Zusatzstoffen können die Eigenschaften maßgeblich verändert werden. Dabei wird der spezifische Widerstand verringert, und je nach Art der hinzugefügten Materialien entstehen entweder überschüssige bewegliche Ladungsträger, in diesem Fall Elektronen, oder Fehlstellen, was einem Mangel an Elektronen entspricht.

Das Material mit einem Überschuss an negativen Elektronen wird als n-leitend bezeichnet, während das andere Material als p-leitend bezeichnet wird. Die Funktionsweise von Halbleiterbauelementen basiert auf der Möglichkeit, sowohl n-leitende als auch p-leitende Bereiche oder Zonen im selben Grundmaterial herzustellen. Dies geschieht durch das Eindringen (Eindiffundieren) der Zusatzstoffe in gasförmiger Form durch Maskenlöcher unter Hitzeeinwirkung. In Bild 5.01a ist auf diese Weise eine p-Zone im n-leitenden Grundmaterial entstanden. An den Stellen, an denen die verschiedenen leitenden Zonen aufeinandertreffen, entsteht die sogenannte pn-Grenzschicht. In den nachfolgenden Bildern wird diese Anordnung grob vereinfacht dargestellt, wie in Bild 5.01b zu sehen ist.

 

5.02 Grenzschicht und Sperrschicht

 

Im Bild 5.02a herrscht in einer spannungslosen pn-Grenzschicht ein Gleichgewicht zwischen Elektronen und Fehlstellen. Wenn eine Spannung angelegt wird, wie in Bild 5.02b dargestellt, wobei der positive Pol an die n-Zone angeschlossen ist, wandern die negativen Elektronen gemäß den Gesetzen der statischen Elektrizität zum positiven Pol der Spannungsquelle. Die "Fehlstellen" bewegen sich hingegen zum negativen Pol. Dadurch verliert die Grenzschicht Ladungsträger und wird zur Sperrschicht. Es fließt nur ein äußerst geringer Sperrstrom oder Reststrom.

Wenn die Spannung umgepolt wird (Bild 5.02c), strömen die Elektronen durch den Halbleiterkristall und die Grenzschicht zum positiven Pol, während sich die Fehlstellen zum negativen Pol bewegen. Die pn-Verbindung wird leitend. Mit zunehmender Spannung steigt der Durchlassstrom. Ein Widerstand R begrenzt den Strom auf einen zulässigen Wert, da sich sonst der pn-Übergang überhitzt und zerstört wird.

In Bild 5.02d ist der gleiche Stromkreis mit dem Schaltsymbol für eine solche pn-Verbindung oder Halbleiterdiode dargestellt, wobei die Anschlüsse Anode und Kathode gekennzeichnet sind. Obwohl die Elektronen im Halbleiterkristall von der Kathode zur Anode fließen, wird in Schaltungsbeschreibungen die konventionelle Stromrichtung beibehalten, die vom Pluspol der Spannungsquelle über den äußeren Stromkreis zum Minuspol verläuft. Dies hat den Vorteil, dass die herkömmlichen Formulierungen der elektrotechnischen Grundgesetze beibehalten werden können. Außerdem zeigt die Pfeilspitze im Dioden- und Transistorsymbol die konventionelle Zählrichtung an.

 

5.03 Sperrschichtkapazität

 

Bei einer Diode, die in Sperrrichtung gepolt ist, wird die ladungsträgerarme Grenzschicht umso dicker, je höher die Sperrspannung ist. Die Elektronen und Fehlstellen, die voneinander getrennt sind, bilden mit der isolierenden Sperrschicht einen Kondensator mit sehr geringer Kapazität, wie in Bild 5.03a gezeigt. Wenn die Sperrspannung verringert wird, kommen die Ladungsträgerpakete näher zusammen, und die Kapazität wird größer (Bild 5.03b). Der Kapazitätswert kann durch die Höhe der angelegten Gleichspannung beeinflusst werden. Diese Eigenschaft findet Anwendung beim Abstimmen von Schwingkreisen anstelle von Drehkondensatoren.

In Bild 5.03c ist eine solche Kapazitätsdiode Cß anschaulich dargestellt. Durch die Variation der in Sperrrichtung gepolten Gleichspannung mithilfe des Potentiometers P kann der gewünschte Kapazitätswert eingestellt werden. Der Kondensator C, der in Reihe mit der Schwingkreisspule L liegt, verhindert, dass die Abstimmspannung von der Spule kurzgeschlossen wird. Der Widerstand R dient als Hochfrequenzsperre, um sicherzustellen, dass der Gleichstromsteuerkreis keine Wechselspannung führt und den Schwingkreis nicht dämpft.

 

5.04 Diodenkennlinie

 

Durch schrittweise Änderung der Durchlass- und Sperrspannung einer Diode und dem Eintragen der resultierenden Ströme in ein Diagramm erhält man die hier schematisch dargestellte Diodenkennlinie. Dabei werden folgende Bereiche unterschieden:

a) Durchlassbereich: Der Durchflussstrom Ip steigt steil an. Die Verlängerung dieses Kurvenabschnitts bis zur Nullinie ergibt den Wert der Schleusenspannung Ug.

b) Anlaufstrom im Durchlassbereich: Die Kurve ist hier stark gekrümmt, und man spricht vom sogenannten Kennlinienknick.

c) Sperrbereich: Dies ist der Teil der Kennlinie in Sperrrichtung, bei dem nur ein geringer, langsam ansteigender Sperrstrom oder Rückstrom Ir fließt. (Zu beachten ist, dass Ip in mA und Ir in pA angegeben ist.)

d) Durchbruchsbereich: Beim Überschreiten der maximal zulässigen Sperrspannung durchbricht gewissermaßen die isolierende Sperrzone innerhalb des Halbleiterkristalls, und der Strom steigt stark an.

Die Schleusenspannung in Durchlassrichtung ist eine Materialkonstante des Halbleitermaterials. Für Germanium beträgt sie etwa +0,2 V, für Silizium etwa +0,7 V.

Die Durchbruchsspannung liegt bei Germanium und Selen bei maximal 30...40 V. Bei Silizium können Durchbruchsspannungen von über 1000 V erreicht werden, wodurch sehr hohe Spannungswerte gesperrt werden können.

In den Formelzeichen für Dioden bedeuten die tiefgestellten Buchstaben:
- F, f: Vorwärtsrichtung (für forward, also Durchlassrichtung)
- R, r: Rückwärtsrichtung (für reverse, also Sperrrichtung)

Für Gesamtwerte von Null an werden die Großbuchstaben verwendet:
- Ip: Strom in Vorwärts- bzw. Durchlassrichtung
- Ir: Reststrom bzw. Strom in Rückwärtsrichtung oder Sperrrichtung
- Up: Spannung an der Diodenstrecke in Durchlassrichtung
- Ur: Spannung in Sperrrichtung

 

5.05 Temperaturabhängigkeit

 

Das Diagramm zeigt Strom-Spannungskennlinien einer Leistungsdiode für zwei verschiedene Temperaturen an der pn-Übergangsstelle: 4-25 °C und +100 °C. Bei erhöhter Temperatur fließen sowohl im Durchlass- als auch im Sperrbereich höhere Ströme. Es ist auch bekannt, dass der Elektronenstrom an einem pn-Übergang durch Licht und mechanischen Druck vergrößert wird. Dies wird bei Fotodioden und Fototransistoren genutzt, und druckempfindliche Transistoren könnten möglicherweise als Tonabnehmer für Schallplatten Bedeutung erlangen.

Aus dem Diagramm ist eine weitere wichtige Tatsache ablesbar: Ab der Schleusenspannung steigen die Kennlinien in Durchlassrichtung steil an. Bei Siliziumdioden bleibt der Spannungsabfall innerhalb des Bereichs von Up = 1,0 V. Bei Germaniumdioden überschreitet der Spannungsabfall an der Diodenstrecke kaum 0,7 V, unabhängig von der angelegten Speisespannung über einen Vorwiderstand. Die restliche Spannung fällt dann am Vorwiderstand ab. Dies wird genutzt, um Halbleiterdiodenstrecken als Spannungsstabilisatoren und Spannungsbegrenzer einzusetzen, da die Durchlassspannung auch bei stark unterschiedlichen Durchlassströmen immer etwa ein Volt beträgt.

Bei Halbleitern unterscheidet man:
- TG: Gehäusetemperatur
- Tj: Sperrschichttemperatur (an der pn-Übergangsstelle)
- TyU: Umgebungstemperatur

 

5.06 Durchlasskennlinien

 

Das Bild zeigt die Durchlasskennlinien einer Gruppe von Siliziumdioden BAY 17...BAY 21 von Intermetall. Die Skala für den Durchflussstrom Ip ist logarithmisch dargestellt. Auch hier sind die Ströme für Sperrschichttemperaturen von +25 °C und +100 °C eingezeichnet. Um zu zeigen, dass die Durchlassspannungen in engen Grenzen liegen, sind einige Werte für die Temperatur Tj = 25 °C ausgewählt. Die Diode verhält sich wie ein nichtlinearer Widerstand. Die Widerstandswerte werden gemäß Bild 2.03 berechnet und sind relativ gering. Im Sperrbereich ergeben sich hingegen bei Siliziumdioden Sperrwiderstände von mehreren Megohm.

 

5.07 Kennlinie einer Silizium-Kapazitätsdiode

 

Die dargestellte Kennlinie wurde im Sperrbereich aufgenommen, wobei nicht die Sperr- oder Rückströme, sondern die sich einstellenden Kapazitätswerte aufgetragen sind. Diese Diode, BA 150, ist eine Kapazitätsdiode für Abstimmschaltungen in UKW-Stufen. Im Durchschnitt kann der Kapazitätswert von 25 pF bis 55 pF verändert werden, abhängig von Steuerspannungen von 30 V bis 2 V. Die gestrichelten Linien geben die möglichen Streuwerte an. Solche Dioden werden nach Toleranzgruppen sortiert und durch Farbpunkte oder zusätzliche Buchstaben gekennzeichnet. Dies ist bei Ersatzbeschaffungen zu beachten.

 

 

5.08 und 5.09 Z-Dioden

 

Z-Dioden dienen zur Stabilisierung von Gleichspannungen. Sie arbeiten im Durchbruchsgebiet, wie in Bild 5.04 erwähnt, wo die Sperrkennlinie plötzlich zu hohen Strömen abbiegt. Dieser Verlauf wird in Bild 5.08 erneut dargestellt. Anstelle der Sperrspannung Ur und des Sperrstroms Ir werden nun die Bezeichnungen U/ und 1% verwendet. Der Knick bei der Durchbruchsspannung entsteht dadurch, dass weitere Elektronen aus ihren Bindungen herausgerissen werden und ein hoher Stromfluss in Form einer Lawine einsetzt. Dieser Effekt kann bei der Herstellung von Z-Dioden genau kontrolliert werden. Die Halbleiterunternehmen liefern daher Z-Dioden in bestimmten Spannungsstufen von 6 V und höher.

In Bild 5.09 sind die Z-Kennlinien einer Typenreihe für Durchbruchsspannungen von 6 V bis 20 V dargestellt. Das Diagramm enthält auch Begrenzungslinien für Leistungen von P = 250 mW bei Umgebungstemperaturen Ty = 25 °C und P = 500 mW bei einer Temperatur Tq = 25 °C am Diodengehäuse, wenn es auf einem Kühlblech montiert ist.

Die Stabilisierungswirkung von Z-Dioden beruht darauf, dass sich die Spannung an der Diodenstrecke selbst bei stark schwankenden Strömen nur wenig ändert.

 

5.10 Statischer Durchlasswiderstand

 

Für die Verwendung von Dioden als Gleichrichter und Schalter ist ihr Durchlasswiderstand Rp in Durchlassrichtung wichtig. Er wird aus der Durchlassspannung und dem Durchlassstrom gemäß dem Verfahren in Bild 2.03 berechnet. Die Tabelle im Text zu Bild 5.06 lieferte bereits einige Zahlenwerte für eine Siliziumdiode. Das hier gezeigte Bild zeigt, dass die Werte für eine Germaniumdiode AA 117 langsam über den Bereich hinweg auf etwa 100 Ω abfallen. Bei Silizium verläuft die Kurve steiler, und zwar für den Typ BA 127 innerhalb eines engen Spannungsbereichs bis hinab auf 8 Ω.

Im Allgemeinen ist ein niedriger Durchlasswiderstand für Dioden im Durchlassbereich erwünscht, insbesondere für Gleichrichteranwendungen. Diodenstrecken können jedoch auch im Eingang von Transistoren liegen. In diesem Fall stellt der niedrige, spannungsabhängige Durchlasswiderstand eine unerwünschte Belastung für die vorherige Stufe dar.

 

Anwendungen

 

 

5.11 und 5.12 Die Diode als spannungsabhängiger Schalter

 

Halbleiterdioden werden seit jeher als Gleichrichter in der Prinzipschaltung in Bild 5.11 eingesetzt. Wenn die positive Halbwelle der Wechselspannung an der Anode anliegt, ist die Diode in Durchlassrichtung gepolt. Strom fließt durch die Diodenstrecke und den Lastwiderstand Rß. Der niederohmige Durchlasswiderstand Rp verhält sich wie ein geschlossener Schalter und legt die Spannung am Verbraucher an. Wenn sich die Polarität der Wechselspannung umkehrt, sperrt die Diode. Während der negativen Halbwelle kann daher kein Strom fließen, und der Diodenschalter ist geöffnet.

Bild 5.12 veranschaulicht diese Verhältnisse. Positive Spannungen an der Diodenanode erzeugen gleichgerichtete Stromhalbwellen oder einen pulsierenden Gleichstrom. In der elektronischen Schaltungstechnik ist es jedoch besser, sich von dem Begriff "Gleichrichter" zu distanzieren. Dieser Begriff führt zu falschen Vorstellungen, insbesondere wenn Dioden als fremdgesteuerte elektronische Schalter verwendet werden. Dioden werden besser als richtungsabhängige oder spannungsabhängige Schalter betrachtet.

 

5.13 Gleichrichterdiagramm

 

Bei den üblichen Gleichrichterdiagrammen ist zu beachten, dass die schräg ansteigende Kennlinie nicht die Durchlasskennlinie der Halbleiterdiode darstellt, sondern eine Widerstandsgerade für die Summe der Widerstände Rp + Rl. Der niedrige Wert von Rp (einige Ohm) kann meist vernachlässigt werden. Bei Netzgleichrichtern, wie in diesem Bild dargestellt, ist dieser Effekt besonders deutlich. An der Diodenstrecke kann höchstens die Durchlassspannung von etwa 1 V auftreten, niemals jedoch eine Spannung von mehreren hundert Volt. Daher entspricht die Widerstandsgerade einem Wert von RL = 6000 Ohm. Der Durchlasswiderstand eines Netzgleichrichters beträgt jedoch nur wenige Ohm, und seine Durchlasskennlinie mit 1 V Durchlassspannung würde sich sehr nah an die senkrechte Achse des Diagramms anschmiegen.

Auch bei Kleinsignalgleichrichtern, wie z.B. bei der Gleichrichtung von HF-Spannungen mit Germaniumdioden, sind in der Regel der Belastungswiderstand und seine Widerstandsgerade ausschlaggebend für den Wert des gleichgerichteten Stroms.

 

 

5.14 bis 5.16 Schwellenwertschalter

 

In Bild 5.14 ist eine in Sperrrichtung vorgespannte Diode in einer Signalleitung dargestellt. Dadurch erhält sie den Arbeitspunkt P im Sperrbereich, wie in Bild 5.15 gezeigt. Bei kleinen Signalspannungen bis zur Amplitude A fließt kein Strom durch die Diode. Größere Spannungen B überwinden den Schwellenwert und verursachen entsprechende Ströme durch den Widerstand Rl. Anwendung: "Verzögerte" Lautstärkeregelung. Die Regelung wird nur oberhalb einer Mindestempfangsspannung aktiviert.

In Empfängerschaltungen verwendet man für die Vorspannung Uy keine Batterie, sondern leitet sie gemäß Bild 5.16 von der allgemeinen Stromversorgung ab. Die Werte der Widerstände Rj bis R3 sollten viel größer als Rl sein, damit sie keine Ableitung für das eigentliche Signal bilden.

 

 

5.17 und 5.18 Fremdgesteuerte Schaltdiode

 

In den Bildern 5.11, 5.14 und 5.16 wird die Diode automatisch von der Arbeits- oder Signalspannung eingeschaltet. Wenn man gemäß Bild 5.17 eine Diode durch eine Gleichspannung +Uy in den Durchlassbereich steuert und eine Wechselspannung u anlegt, die im Vergleich zu Uy klein ist, fließt ein Wechselstrom i über die durchgeschaltete, also niederohmige Diodenstrecke zum Ausgang.

Bild 5.18 zeigt das Diagramm dazu. Die Änderung des Stroms ΔIp hängt von der Steilheit der Kennlinie im ausgesteuerten Bereich ab, d.h. vom differentiellen Widerstand r dieses Kurvenabschnitts, siehe Bild 2.04. Dieser differentielle oder dynamische Durchlasswiderstand rp beträgt rp = ΔUy / ΔIy.

Man kann die Diode in Bild 5.17 als "fremdgesteuerte Schaltdiode" bezeichnen. Sie wird durch das Schließen des an anderer Stelle angeordneten Schalters S eingeschaltet.

Anwendung: Bereichschalterkontakte in Abstimmspulensätzen. Dabei müssen die Widerstände R1, R2 und R3 im Vergleich zum Arbeitswiderstand Rl bzw. dem Schwingkreiswiderstand hoch sein, damit die Schaltkreise nicht gedämpft werden und kein HF-Strom über den Schalter S fließt.

Schaltdioden haben steile Kennlinien. Ihre dynamischen Widerstände sind sehr niederohmig. Bei speziellen Schalterdioden für Hochfrequenz, wie z.B. dem Typ BA 136, betragen die dynamischen Durchlasswiderstände nur 0,9 Ω bis 0,08 Ω, wenn man in Durchlassrichtung Gleichströme von 5 bis 50 mA über die Diode leitet und sie dadurch öffnet.

 

 

5.19 und 5.20 Halbleiterdioden als Stabilisatoren und Spannungsbegrenzer

 

In Bild 5.19 wird die relativ konstante Durchlassspannung von Dioden (siehe Bild 5.06) zur Stabilisierung von Kleinspannungen genutzt. Bei Schwankungen der Eingangsspannung Uin ändert sich zwar der Strom durch den Vorwiderstand Ry, aber die Teilspannung an der Stabilisatordiode bleibt annähernd konstant, je nach Diodentyp bei 0,5...0,8 V. Dadurch bleibt auch die Ausgangsspannung Uout am Lastwiderstand Rl konstant. Wenn höhere Spannungen benötigt werden, schaltet man mehrere Dioden in Serie. Anwendung: Stabilisierung der Basisgleichspannung von Transistoren. Oft wird dabei noch ein weiterer Effekt genutzt, nämlich die Temperaturabhängigkeit des Durchlassstroms. Bei steigender Temperatur verringert sich bei konstantem Strom die Durchlassspannung, siehe Bild 5.06. Die Teilspannung an der Diodenstrecke sinkt demnach, und das kann genutzt werden, um andere temperaturbedingte Effekte in der Schaltung zu kompensieren.

In Bild 5.20 sind zwei Dioden antiparallel geschaltet. Wenn eine Wechselspannung am Eingang angelegt wird, begrenzt eine Diode die negativen Halbwellen, während die andere Diode die positiven Halbwellen begrenzt. Anwendungen: Schutz vor Überspannungen bei Feldeffekttransistoren, Begrenzung von Abstimmsteuerspannungen bei der automatischen Scharfabstimmung.

 

 

5.21 und 5.22 Stabilisierung mit Z-Dioden

 

Für Z-Dioden gilt das Schaltsymbol in Bild 5.21. Diese Stabilisierungsschaltung ähnelt Bild 5.19, jedoch ist die Diode nun in Sperrrichtung gepolt. Der Minuspol der Betriebsspannung liegt an der Anode der Diode.

Bild 5.22 zeigt eine alternative Darstellung der Durchbruchskennlinie. Es ist bemerkenswert, dass die Spannung Uz an der Diode sich selbst bei stark unterschiedlichen Strömen Iz nur wenig verändert. Das bedeutet, dass der differentielle Widerstand rz der Z-Diode sehr klein ist. Die Ausgangsspannung Uout in Bild 5.21 wird gewissermaßen von einer Spannungsquelle mit diesem geringen Innenwiderstand rz bereitgestellt. Die stabilisierte Nutzspannung Ua ändert sich daher bei Belastungen nur sehr geringfügig. Änderungen der Eingangsspannung Uin haben ebenfalls keine Auswirkungen. Wenn die Eingangsspannung steigt, fließt zwar ein größerer Strom in die Schaltung, aber da die Z-Spannung an der Diode konstant bleibt, fällt lediglich am Vorwiderstand Ry eine größere Spannung ab, um den Spannungsüberschuss aufzunehmen.

 

6. Transistoren

 

 

6.01 Schaltsymbol und Aufbauprinzip

 

Transistoren sind die wichtigsten aktiven Bauelemente für Signalverstärker. Sie ermöglichen die Steuerung eines kleinen Basisstroms, um bedeutend höhere Ströme im Ausgangskreis zu erzeugen. Der innere Verstärkungsmechanismus beruht auf dem Zusammenspiel von zwei Diodenstrecken. Da sowohl Elektronen als auch Fehlstellen als Ladungsträger beteiligt sind, werden diese Ausführungen als bipolare Transistoren bezeichnet. Ein Transistor besteht aus drei Zonen mit wechselnder Leitfähigkeit in der Reihenfolge pnp oder npn, also aus zwei gegeneinandergekehrten Grenzschichten oder Diodenstrecken. Die Verstärkungswirkung tritt jedoch nur auf, wenn die mittlere Zone extrem dünn ist und alle drei Zonen in einem Kristall kombiniert werden. Mit zwei einzelnen Dioden kann keine Verstärkung erzielt werden. Aus der Kombination dieser beiden Diodenstrecken entstand das Transistorsymbol in Bild 6.01a bis c. Die Anschlüsse werden mit E = Emitter, B = Basis und C = Kollektor bezeichnet.

In Bild 6.01d ist der schematische Aufbau der beiden gegeneinandergerichteten Diodenstrecken innerhalb eines Halbleiterkristalls für einen pnp-Transistor dargestellt. Bei npn-Transistoren sind die Zonenfolge und die Durchlassrichtung der pn-Übergänge umgekehrt. Das Schaltsymbol in Bild 6.01e wird für Transistoren verwendet.

 

6.02 Transistorfunktion

 

Die Funktion eines Transistors basiert auf der Steuerung des Stromflusses zwischen Emitter (E) und Kollektor (C) durch den Basisanschluss (B). Der Transistor arbeitet im Verstärkerbetrieb, wobei ein kleiner Basisstrom einen viel größeren Kollektorstrom steuert. Diese Verstärkung wird durch die interne Struktur des Transistors ermöglicht, die aus zwei gegensätzlich gepolten pn-Übergängen besteht.

Ein pnp-Transistor besteht aus einer p-dotierten Basisregion zwischen zwei n-dotierten Emitter- und Kollektorregionen. Wenn an die Basis ein kleiner Basisstrom angelegt wird, fließen Elektronen von der Emitterregion zur Basisregion. Gleichzeitig werden Löcher von der Basis zur Kollektorregion transportiert. Durch die Diffusion und den Ladungstransport entsteht ein verstärkter Kollektorstrom, der den Basisstrom übertrifft.

Ein npn-Transistor hat eine ähnliche Struktur, jedoch sind die Dotierungen entgegengesetzt. Hier fließen Elektronen von der Basis zur Emitterregion und Löcher von der Kollektorregion zur Basisregion. Der Kollektorstrom wird auch hier verstärkt.

Der Transistor kann in verschiedenen Schaltungsanordnungen eingesetzt werden, wie zum Beispiel als Verstärker, Schalter oder Oszillator. Die Eigenschaften des Transistors, wie Verstärkungsfaktor und Arbeitsbereich, werden durch die spezifischen Dotierungen und Abmessungen der Halbleitermaterialien bestimmt.

 

6.03 Transistor-Grundschaltungen

 

Es gibt verschiedene Grundschaltungen für Transistoren, die jeweils unterschiedliche Funktionen erfüllen. Die häufigsten Grundschaltungen sind:

1. Emitterschaltung (auch als Common Emitter bezeichnet): Hier wird der Emitter des Transistors als gemeinsamer Anschlusspunkt für den Eingangs- und Ausgangskreis verwendet. Der Eingangsstrom fließt über die Basis-Emitter-Strecke, während der Ausgangsstrom über die Kollektor-Emitter-Strecke fließt. Diese Schaltung bietet eine hohe Spannungsverstärkung und einen invertierten Ausgang.

2. Basisschaltung (auch als Common Base bezeichnet): Hier wird die Basis des Transistors als gemeinsamer Anschlusspunkt für den Eingangs- und Ausgangskreis verwendet. Der Eingangsstrom fließt über die Basis-Kollektor-Strecke, während der Ausgangsstrom über die Emitter-Kollektor-Strecke fließt. Diese Schaltung bietet eine hohe Stromverstärkung und einen nicht-invertierten Ausgang.

3. Kollektorschaltung (auch als Common Collector oder Emitterfolger bezeichnet): Hier wird der Kollektor des Transistors als gemeinsamer Anschlusspunkt für den Eingangs- und Ausgangskreis verwendet. Der Eingangsstrom fließt über die Basis-Emitter-Strecke, während der Ausgangsstrom direkt vom Emitter abgenommen wird. Diese Schaltung bietet eine Spannungsverstärkung nahe Eins und einen nicht-invertierten Ausgang.

Jede dieser Grundschaltungen hat ihre spezifischen Anwendungen und Eigenschaften. Sie können für Verstärker, Schalter, Oszillatoren und andere Schaltungsfunktionen eingesetzt werden. Die Wahl der Schaltung hängt von den Anforderungen der jeweiligen Anwendung ab.

 

6.04 Eingangskennlinie

 

Die Basisstrom-Kennlinie eines Siliziumtransistors BF 167 zeigt die Beziehung zwischen der Basis-Emitter-Spannung Ußp und dem Basisstrom Iß. Aus dieser Kennlinie kann man die Eingangswiderstände des Transistors berechnen. Diese Widerstände sind wichtig, um beispielsweise die Resonanzwiderstände von Schwingkreisen durch Kopplungswicklungen an die Eingänge von Transistoren anzupassen.

 

6.05 Stromverstärkung

 

Zwischen dem Kollektor und Emitter des Transistors wird eine zusätzliche Spannung Uce von beispielsweise +10 V angelegt, während ein mittlerer Basisstrom eingestellt wird. Dadurch liegt die Kollektor-Emitter-Spannung an den beiden gegeneinandergeschalteten Dioden an. Die Basis-Emitter-Diode ist aufgrund der Basisspannung UBe in Durchlassrichtung geschaltet. Die Basis-Kollektor-Diode sollte eigentlich sperren, aber aufgrund des Basisstroms überflutet dieser die sehr dünne Basiszone mit Ladungsträgern. Viele dieser Ladungsträger dringen auch in die pn-Schicht zur Kollektorzone ein, da ein geringer Reststrom in Sperrrichtung immer fließt. Die durchdringenden Ladungsträger werden vom hohen Kollektorpotential angezogen, wodurch die Lücken in der Sperrschicht weiter geöffnet werden und ein großer Kollektorstrom Ic fließt, wie durch den dicken Strompfeil in Bild 6.05 dargestellt.

Der kleine Basisstrom löst also einen viel stärkeren Kollektorstrom aus, und dies wird als Stromverstärkung bezeichnet. Wenn der Basisgleichstrom erhöht wird, steigt der Kollektorstrom proportional dazu. Das Verhältnis zwischen Kollektorstrom und Basisstrom wird als Gleichstromverhältnis B bezeichnet: B = Ic / IB. Der Wert von B bleibt bei konstanter Spannung Uce ziemlich konstant und ist charakteristisch für den jeweiligen Transistortyp. Einfache Prüfgeräte nutzen dieses Prinzip, indem sie dem Transistor einen definierten Basisstrom zuführen, z. B. 0,1 mA, und den resultierenden Kollektorstrom messen. Wenn dieser beispielsweise 7,5 mA beträgt, dann beträgt der Stromverstärkungsfaktor B 75.

 

6.06 Signalverstärkung

 

Das Gleichstromverhältnis B gilt annähernd auch dann, wenn einem bestimmten Basisstrom ein Wechselstrom überlagert wird. In diesem Fall ändert sich der Kollektorstrom um den entsprechenden Wert ΔIc. Das Verhältnis zwischen diesen Stromänderungen wird als Stromverstärkungsfaktor β bezeichnet: β = ΔIC / ΔIB.

Die Änderungen der Ströme ΔI entsprechen dem Signalstrom i' im Eingangskreis und dem verstärkten Kollektorstrom i'' im Ausgangskreis. Daher gilt die wichtige Gleichung: i'' = β * i'.

Im Diagramm in Bild 6.06 sind die Werte von B und β für den Transistor BF 115 bei stark unterschiedlichen Kollektorströmen dargestellt. Bei sehr kleinen Kollektorströmen sinkt auch die Stromverstärkung. Dieser Effekt wird bei automatischen Lautstärkeregelungen genutzt. Darüber hinaus werden die Werte von B und β ab einem bestimmten Höchstwert, hier bei Ic ≈ 8 mA, wieder kleiner. Auch dieser Effekt wird bei Lautstärkeregelungen genutzt, und man spricht dann von einer "Stromaufwärtsregelung".

 

6.07 Ausgangskennlinienfeld

 

Das Ausgangskennlinienfeld, dargestellt auf Seite 101, ergibt sich, wenn man die Kollektorspannung Uce schrittweise variiert und dabei jeweils den Basisstrom konstant hält. Die resultierenden Kollektorströme werden in einem Diagramm aufgetragen. Dieses Kennlinienfeld ist typisch für verschiedene Verstärkerelemente wie Transistoren, Feldeffekttransistoren und Schirmgitterröhren.

Im Diagramm in Bild 6.07 steigen die Kollektorströme von Null zunächst steil an, biegen dann ab und ändern sich anschließend nur noch geringfügig. Dies deutet darauf hin, dass der differentielle Innenwiderstand der Emitter-Kollektor-Strecke in diesen Bereichen relativ hoch ist, da flache Strom-Spannungs-Kennlinien auf hohe Widerstandswerte hinweisen (vgl. Bild 2.01). Je nach Transistortyp liegen die Ausgangswiderstände im Bereich von 50 Ω bis 50 kΩ. Diese Werte sind niedriger als die Resonanzwiderstände von Schwingkreisen (vgl. Bild 4.15), daher müssen Abstimmkreise niederohmig an den Innenwiderstand von Transistoren angepasst werden.

Der Kollektorstrom steigt bereits bei sehr geringen Kollektorspannungen steil an. Ab etwa 0,5 V wird nahezu der volle Wert erreicht. Aus diesem Grund kann die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors auch als elektronisch steuerbarer Schalter verwendet werden. Der "Schalterkontakt" hat zwar einen gewissen Übergangswiderstand, sodass im leitenden Zustand etwa 0,5 V Spannungsabfall anliegt. Dafür arbeitet der Schalter jedoch sehr schnell und ohne jegliche Mechanik. Wenn beispielsweise der kleine Basisstrom IB = 8 mA zugeführt wird, wird bereits ein Kollektorstrom IC = 400 mA geschaltet.

Zusätzlich ist in Bild 6.07 eine Leistungshyperbel für P = 900 mW eingezeichnet. Werte rechts davon sollten vermieden werden, da der Transistor sonst überlastet wird (vgl. Bild 2.08 und 2.09).

Um Signale zu verstärken, wird dem Kollektorkreis ein Arbeits- oder Lastwiderstand RL hinzugefügt. Der optimale Wert für RL, der eine optimale Ausgangsleistung bei geringen Verzerrungen gewährleistet, kann ermittelt werden, indem eine Tangente an die Leistungshyperbel angelegt wird. Diese Tangente sollte die Kennlinien möglichst gleichmäßig schneiden und auf der horizontalen Achse durch die vorgesehene Betriebsspannung (hier UCE = V) verlaufen. Aus der Steigung dieser Arbeitskennlinie kann ihr Widerstandswert nach Bild 2.13 zu RL = 28 Ω berechnet werden.

Wenn dem Transistor ein fester Arbeitspunkt Pl zugewiesen wird, beispielsweise durch Einstellen eines Basisruhestroms von 2,5 mA, und dann durch eine Eingangsspannung uc der Basisstrom um ± 2 mA variiert wird, ergeben sich Kollektorstromänderungen von etwa 40 mA bis 280 mA. Dies bedeutet eine erhebliche Stromverstärkung bzw. Änderungen der Ausgangsspannung ua von etwa 2 V bis 9 V, also mit einem Spitzenwert von ± 3,5 V.

Anstelle der Basisströme IB werden in einigen Ausgangskennlinienfeldern auch die Spannungen UBE zwischen Emitter und Basis als Parameter verwendet. Diese Kennlinienfelder haben den gleichen charakteristischen Verlauf: Sie biegen vom Knie aus stark nach rechts ab, steigen nur geringfügig an und verlaufen etwa parallel zueinander.

Bild 6.07 gilt für einen Nf-Leistungstransistor. Bei Arbeitspunkt P1 fließt kontinuierlich ein Ruhestrom von 170 mA. Von diesem Arbeitspunkt aus kann man, wie bereits erwähnt, symmetrisch um etwa ± 100 mA oder ± 3,5 V aussteuern. Dabei wird der Transistor dauerhaft mit P = 900 mW belastet. Legt man jedoch den Arbeitspunkt P2 bei IB = 0,5 mA und IC = 40 mA fest, kann die Kennlinie einseitig nach oben bis zu einem Strom von 320 mA und einer Spannung von 9 V bis 1 V, also um einen Spitzenwert von 8 V, ausgesteuert werden. Dabei beträgt die Ruheverlustleistung ohne Signal nur P(V) = 9 * 40 * 10^-3 = 360 mW. In diesem Fall wird also im Durchschnitt deutlich weniger Strom verbraucht und der Transistor heizt sich nicht so stark auf. Allerdings wird nun ein zweiter Transistor in einer gegensinnigen Anordnung (Gegentaktschaltung) benötigt, um die andere Halbwelle einer Sinusspannung ebenfalls zu verstärken.

 

 

 

6.08 bis 6.10 Restströme

 

Der Sperr- oder Reststrom einer Diode hängt nur geringfügig von der Sperrspannung ab. Beim Transistor können drei Arten von Restströmen mit einer einfachen Gleichspannungsquelle gemessen werden.

1. Reststrom der Emitter-Basisdiode bei offenem Kollektor = Iebo (Bild 6.08). Die Batterie ist so gepolt, dass die Diodenstrecke in Sperrrichtung liegt.

2. Reststrom der Kollektor-Basisdiode bei offenem Emitter = IcBO (Bild 6.09). Dieser Strom ist in etwa gleich groß wie der zuvor erwähnte Reststrom, da hier eine ähnlich aufgebaute Diodenstrecke ebenfalls in Sperrrichtung gemessen wird.

3. Reststrom IcEO der Strecke Emitter-Kollektor bei offener Basis, wobei die Kollektordiode in Sperrrichtung und die Emitterdiode in Durchlassrichtung gepolt ist (Bild 6.10). Hier könnte man erwarten, dass sich der gleiche Wert von 5 pA wie in Bild 6.09 ergibt. Allerdings wird stattdessen ein Wert von 150 pA angegeben. Eine zusätzlich in Durchlassrichtung gepolte Diode sollte eigentlich keinen Einfluss auf den winzigen Sperrstrom haben. Jedoch durchfließt dieser Strom die Emitterdiode in derselben Richtung wie ein Basissteuerstrom und wirkt entsprechend. Das bedeutet, er verursacht einen Kollektorstrom, der um den Gleichstromverstärkungsfaktor B größer ist als der ursprüngliche Sperrstrom.

Diese drei Reststrommessungen ermöglichen eine Überprüfung der Stromverstärkung eines Transistors. Daher werden solche Messungen oft in Transistor-Prüfgeräten durchgeführt.

Die Temperaturabhängigkeit des Reststroms ist besonders zu beachten, insbesondere bei der Emitter-Basis-Strecke. Ein Anstieg des Stroms aufgrund von Temperatureinflüssen wirkt sich verstärkt auf den Kollektorkreis aus, wobei der hohe Strom die Halbleiterschicht weiter aufheizt und den Transistor beschädigen kann.

Dieses Risiko kann verringert werden, indem die Basisspannung stabilisiert wird, während die Temperatur steigt. Eine Vielzahl von Schaltungsmaßnahmen zur Stabilisierung von Transistoren gegenüber Temperatureinflüssen besteht daher darin, die Basisgleichspannung durch NTC-Widerstände oder andere Schaltelemente zu stabilisieren.

 

6.11 Ersatzschaltung des Transistors

 

Die Eigenschaften eines Transistors werden durch seine Ersatzschaltung beschrieben. In dieser Schaltung ist Rβ'β der unvermeidliche Widerstand zwischen dem äußeren Anschluss des Transistors und dem effektiven Bereich der Basiszone. Dieser Widerstandswert ist in den meisten Fällen vernachlässigbar und spielt nur bei sehr hohen Frequenzen eine Rolle. Zwischen dem effektiven inneren Basisanschluss B' und dem Emitter liegt der Durchlasswiderstand Rβ'E. Parallel dazu liegt die Kapazität Cb'e, die insbesondere bei höheren Frequenzen die Verstärkung des Transistors beeinflusst.

Zwischen der Basis und dem Kollektor wirken ebenfalls ein Widerstand Rβ'c und eine Kapazität Cβ'o. Diese stellen die Sperrschichtkapazität der oberen Diodenstrecke des Transistors dar. Dieser Widerstand und diese Kapazität wirken vom Ausgangskreis zurück auf den Eingangskreis. Sie können die Verstärkung beeinträchtigen oder zu unerwünschten Schwingungen führen, die durch spezielle Schaltungstechniken neutralisiert werden müssen.

Des Weiteren sind in der Ersatzschaltung zwischen Emitter und Kollektor ein Widerstand Rce und eine Ausgangskapazität Cce vorhanden. Hier wird die Wechselspannungsquelle angenommen, die den Kollektorwechselstrom liefert, wenn eine Verstärkung erfolgt.

 

6.12 Der Transistor als Vierpol

 

In der Praxis wird der Transistor als Vierpol betrachtet, der Eingangssignale i'i bzw. ui verstärkt und in Ausgangssignale io bzw. U2 umwandelt. Am Eingang wird das Signal aus einer Vorstufe mit dem Generatorwiderstand Rg zugeführt. Der Ausgangsstrom i’2 fließt durch den Lastwiderstand Rl und erzeugt dabei die Ausgangsspannung U2. Die wichtigsten Kenngrößen dieses Vierpols sind:

- Stromverstärkung β: Das Verhältnis des Ausgangsstroms i’2 zum Eingangsstrom i’i, wenn die Ausgangsspannung U2 konstant gehalten wird.
- Rückwirkung hI2: Das Verhältnis des Eingangsstroms i’i zum Ausgangsstrom i’2, wenn die Eingangsspannung ui auf Null gesetzt wird.
- Steilheit S: Das Verhältnis der Änderung des Ausgangsstroms i’2 zur Änderung der Eingangsspannung ui, wenn die Ausgangsspannung U2 konstant gehalten wird.
- Innenwiderstand r'π: Der Ersatzwiderstand zwischen Eingang und Basis des Transistors.
- Ausgangsleitwert G: Der Kehrwert des Ersatzwiderstands zwischen Ausgang und Kollektor des Transistors.
- Eingangswiderstand rπ: Der Ersatzwiderstand zwischen Eingang und Basis des Transistors.

Diese Kenngrößen sind rein rechnerische Größen, da in einer praktischen Schaltung Eingang und Ausgang niemals kurzgeschlossen werden. Dennoch kann der Entwicklungsingenieur mithilfe von Umrechnungsformeln und der Matrizenrechnung die betriebsmäßigen Eigenschaften, wie die tatsächliche Verstärkung oder die geeigneten Lastwiderstände für kleine Signalspannungen, berechnen. Diese Betriebswerte sind auch in den Datenblättern für Transistoren angegeben. Für die Verstärkung kleiner Wechselspannungen gilt näherungsweise der Verstärkungsfaktor V.

Ein Beispiel: Für eine Transistorverstärkerstufe mit rπ = 600 Ω, β = 40 und Rl = 1,8 kΩ beträgt die Verstärkung etwa V = 120.

Es ist auch möglich, Transistoren mit identischen Kennwerten, aber entgegengesetzter Zonenfolge zu erzeugen. Ein Exemplar ist ein npn-Transistor, das andere ein pnp-Transistor. Sie unterscheiden sich nur durch die entgegengesetzt gerichteten Betriebsströme. Solche komplementären Transistorpaare werden häufig in NF-Verstärkern eingesetzt.

 

6.13 Grenzfrequenz des Transistors

 

Das Transistorverhalten wird durch das RC-Glied zwischen Emitter und Basis in der Ersatzschaltung (6.11) beeinflusst. Es besteht aus der Kapazität Cb'e und dem Widerstand RßE. Bei hohen Frequenzen reduziert dieses RC-Glied die Stromverstärkung h21 des Transistors. Die Grenzfrequenz eines Transistors wird definiert als die Frequenz, bei der die Verstärkung nur etwa 70% der Verstärkung bei 1 kHz beträgt. Die Angabe der Grenzfrequenz in Transistor-Datenblättern bedeutet also nicht, dass der Transistor bei höheren Frequenzen unbrauchbar ist, sondern dass er dort deutlich weniger verstärkt. Darüber hinaus verursacht das RC-Glied im internen Basiskreis bei diesen Frequenzen eine Phasenverschiebung.

 

Transistorbetriebsparameter

 

6.14 Arbeitspunkt, Basisspannungsteiler

 

Der Arbeitspunkt oder die Basisgleichspannung eines Verstärkertransistors wird in einfachen Fällen mithilfe eines Spannungsteilers Ri - R2 eingestellt. Dabei wirkt der spannungsabhängige Eingangswiderstand RBE störend (siehe Bild 6.04). Wenn sich RBE ändert, wird das Spannungsteilerverhältnis gestört. Um diesen Einfluss zu verringern, sollten relativ niederohmige Spannungsteilerwiderstände gewählt werden. Dies erhöht jedoch den Stromverbrauch, und der niedrige Widerstandswert R0 verbraucht nutzlose Signalleistung.

 

6.15 Stabilisierung des Arbeitspunktes durch einen Emitterwiderstand

 

Im Bild sieht man die Verwendung eines Emitterwiderstands, R3, um den Arbeitspunkt gegen Temperaturschwankungen zu stabilisieren. Die Teilspannung über R3 liegt gleichzeitig im Basiskreis und erzeugt eine negative Spannung zwischen der Basis und dem Emitter. Um den gewünschten Arbeitspunkt zu erreichen, muss dieser Vorspannung eine positive Spannung entgegengesetzt werden, indem man den Abgriff am Spannungsteiler (Ri - R2) in positive Werte verschiebt. Das Bild zeigt ein Zahlenbeispiel für Normaltemperatur.

Wenn die Temperatur steigt und dadurch der Emitterstrom ansteigt, vergrößert sich auch die Spannung über R3. Dadurch verringert sich die Gesamtspannung UBE zwischen Emitter und Basis, was den Emitterstrom begrenzt. Folglich stabilisiert der Widerstand R3 den Arbeitspunkt gegen Temperaturschwankungen. Zusätzlich ermöglicht diese Stabilisierung einen höheren Widerstandswert für R2, wodurch der Leistungsverbrauch im Spannungsteiler reduziert wird.

 

 

.6.16 Stabilisierung mit NTC-Widerstand

 

Im Bild sieht man eine günstige Methode, um bei Endstufen den unteren Teil des Basisspannungsteilers mit einem NTC-Widerstand zu ergänzen. Mit steigender Umgebungstemperatur verringert der NTC-Widerstand seinen Widerstandswert, wodurch die Basisspannung abgesenkt wird und der Kollektorstrom konstant gehalten wird. Die Widerstände Ro und R3 werden entsprechend dimensioniert, um den richtigen Ausgleich zu erreichen. Häufig wird einer dieser Widerstände als Trimmwiderstand ausgeführt, um den korrekten Arbeitspunkt oder Kollektorruhestrom einstellen zu können.

 

6.17 Stabilisierung mit Dioden

 

Im Bild werden anstelle eines NTC-Widerstands auch Dioden verwendet, die in Durchlassrichtung betrieben werden, um Stabilität zu gewährleisten. Wie bereits in Bild 5.06 angedeutet, bleibt die Vorwärtsspannung der Dioden auch bei unterschiedlichen Strömen nahezu konstant. Daher wird ein Spannungsteiler aus einem Vorwiderstand Ri und einer entsprechenden Anzahl von Diodenstrecken gebildet, um die erforderliche Vorspannung zu erzeugen. Die an den Dioden abgegriffene Spannung wird über einen Entkopplungswiderstand R2 an die Basis des Transistors geleitet, um das Eingangssignal UE nicht zu beeinträchtigen.

Bei steigender Betriebsspannung bleibt die abgegriffene Basisvorspannung an den Diodenstrecken nahezu konstant, wodurch der Kollektorstrom nicht ansteigen kann. Bei steigender Gerätetemperatur nimmt der Spannungsabfall an den Diodenstrecken sogar ab, wodurch das Basispotential in Richtung Minus verschoben wird. Dies wirkt dem Anstieg des Kollektorstroms aufgrund der Temperaturerhöhung entgegen.

 

6.18 Kühlung von Leistungstransistoren

 

Der Arbeitspunkt eines Transistors wird nicht nur durch die Umgebungstemperatur beeinflusst, sondern auch durch die in ihm verbrauchte elektrische Leistung entstehende Wärme. Es reicht also nicht aus, den Arbeitspunkt zu stabilisieren, sondern die Verlustwärme muss schnell und ungehindert abgeleitet werden. Daher wird bei größeren Leistungstransistoren das Gehäuse großflächig auf das Chassis oder Kühlbleche geschraubt. Da der Kollektor die Hauptwärmequelle darstellt, wird er im Inneren des Transistors großflächig mit dem Gehäuse verbunden. Wenn diese galvanische Verbindung zwischen Kollektor und Chassis stört, wird als Isolierung eine dünne Glimmerscheibe zwischen Transistor und Chassis eingesetzt. Für sehr hohe Leistungen werden auch Kühlrippenkörper am Transistor verwendet, um die Verlustwärme abzuleiten.

 

Feldeffekttransistoren

 

6.21 Die Steuerdiode ist in Sperrrichtung gepolt

 

Eine in Sperrrichtung gepolte pn-Grenzschicht dient als Steuerstrecke. Aufgrund des äußerst winzigen Sperrstroms bei Silizium ist der Eingangswiderstand sehr hoch. Das Bild zeigt schematisch eine solche Steuerstrecke in der Planartechnik. In einem n-leitenden Halbleiterplättchen ist eine p-leitende Zone diffundiert. Wenn eine Spannung in Sperrrichtung angelegt wird, bildet sich zwischen der p- und n-Zone die schräg schraffierte Isolierzone.

 

6.22 Zwei Kapazitätsdioden ergeben einen Strompfad

 

Stellen wir uns vor, dass eine zweite Sperrschichtdiode spiegelbildlich in das Halbleiterplättchen eingediffundiert ist. Die beiden anodenverbindenden Diode sind mit "G" gekennzeichnet, und der gemeinsame Kathodenanschluss wird "S" genannt. Außerdem ist rechts am Halbleiterkristall der Anschluss "D" an das n-leitende Grundmaterial angebracht.

Durch die Verwendung einer einstellbaren Gleichspannung UGs kann, ähnlich wie bei in Sperrrichtung betriebenen Kapazitätsdioden, die Dicke der beiden Isolierzonen beeinflusst werden. Wenn zusätzlich eine Gleichspannung Ups an die Elektroden S und D angeschlossen wird, fließt ein Strom quer durch das Siliziumplättchen, jedoch nur dort, wo das Silizium tatsächlich leitet - nämlich im schmalen Strompfad oder Kanal zwischen den beiden isolierenden Zonen. Dieser Strom muss keinen pn-Übergang überwinden. Er basiert nicht auf der Wechselwirkung von Fehlstellen und Elektronen, sondern der leitende Kanal besteht ausschließlich aus n-dotiertem Silizium mit relativ guter Leitfähigkeit.

 

6.23 Der leitende Kanal ist ein steuerbarer Widerstand

 

Wenn die Sperrspannung Uqs erhöht wird, werden die Isolierzonen dicker. Dadurch verengt sich der Strompfad zwischen ihnen, der Widerstandswert der Strecke S-D steigt an und der Strom, der durch sie fließt, wird kleiner. Somit kann die Stromstärke und damit die Spannung am Lastwiderstand Hl durch die Spannung Uqs ohne Leistungsaufnahme gesteuert werden. Der Feldeffekttransistor ist also eine steuerbare Widerstandsstrecke innerhalb eines Halbleiterkristalls. Aufgrund seiner unterschiedlichen Wirkungsweise im Vergleich zum Bipolartransistor, der mit zwei pn-Übergängen im Laststromkreis arbeitet, werden dem Feldeffekttransistor andere Bezeichnungen gegeben. Zwischen der Quelle und dem Abfluss fließt ein Strom, und ein Gatter, eine Art Schleusentor, reguliert die Stromstärke.

Außerdem gibt es einen weiteren Effekt: Die Sperrschicht-Isolierzonen in Bild 6.22 und 6.23 kommen rechts enger zusammen. Zwischen den Anschlüssen G und D wirken nicht nur die Steuerspannung Uqs, sondern auch die in Reihe geschalteten Spannungen Uq$ und Ups. Die Sperrspannung ist daher rechts im Kristall größer als links. Die Isolierzonen werden also rechts dicker und der Kanal verengt sich an dieser Stelle. Wenn die Spannung Ups erhöht wird, wird der Kanal hier fast vollständig verschlossen. Sein Widerstandswert erhöht sich, und trotz steigender Spannung Ups kann der Strom nur noch geringfügig zunehmen.

 

6.24 Schaltsymbole des Sperrschicht-Feldeffekttransistors

 

Gemäß der Schaltbildnorm wird die in Sperrrichtung gepolte Gate-Diode durch eine Pfeilspitze dargestellt, wie in Bild 6.24a gezeigt. Bei Transistoren hat sich jedoch die Konvention etabliert, dass die Pfeilspitze die Stromrichtung im Lastkreis gemäß der konventionellen Zählrichtung angibt. Aus diesem Grund wird häufig, beispielsweise von Valvo, das Symbol in Bild 6.24b für den FET verwendet. Feldeffekttransistoren können auch mit umgekehrter Zonenfolge hergestellt werden. Bei diesen p-Kanal-Typen müssen die Betriebsspannungen sowie die Pfeilspitzen entsprechend umgekehrt werden, wie in den Symbolen 6.24c und d dargestellt.

 

6.25 Kennlinienfeld eines n-Kanal-Sperrschicht-Feldeffekttransistors

 

Zunächst betrachten wir den rechten Teil des Kennlinienfeldes. Wenn wir eine konstante Eingangsspannung anlegen, zum Beispiel -UGS = 2 V, und langsam die Spannung UPS von Null erhöhen, steigt der Drainstrom ID zunächst steil an. Der Kanalwiderstand ist noch gering und bleibt ungefähr konstant. Er verhält sich wie ein linearer ohmscher Widerstand. Wenn der Drainstrom weiter zunimmt, verengt sich der Kanal keilförmig, wie in Bild 6.23 besprochen. Der Kanalwiderstand wächst so stark an, dass der Strom trotz steigender Spannung nicht mehr viel zunehmen kann. Die Kennlinie bekommt ein Knie. Die Drain-Source-Spannung, bei der diese Abschnürung auftritt, wird als Kniespannung Usp bezeichnet, und es wird von der Abschnürgrenze gesprochen.

Rechts von der Kniespannung steigt der Drainstrom nur noch geringfügig an. Das Kennlinienfeld ähnelt dem eines herkömmlichen Transistors in Bild 6.07, jedoch wird der FET nicht durch Ströme, sondern leistungslos durch Spannungen gesteuert. Wenn die Drainspannung sehr hoch ist, durchbricht die isolierende Sperrschicht zwischen Gate und Drain, der Drainstrom steigt bis zum Kurzschluss an und der FET wird zerstört. Es ist auch wichtig, die Gatespannung nicht falsch zu polarisieren. In diesem Fall wird die Sperrschichtdiode in den Durchlassbereich gesteuert, die Isolierschicht verschwindet und der Strom steigt ebenfalls bis zur Zerstörung des Transistors an.

Wenn wir bei UPS = 2 V und 15 V senkrechte Linien durch das rechte Kennlinienfeld ziehen und die Schnittpunkte nach links in ein Diagramm mit -UQS als horizontale Achse übertragen, erhalten wir linear ansteigende Strom-Spannungs-Kennlinien. Ihre Steilheit in Milliampere pro Volt ist ein Maß für die Verstärkungsmöglichkeit.

 

6.26 Eine zusätzliche Isolierschicht verbessert den Eingangskreis des Feldeffekttransistors

 

Bei einer in Sperrrichtung gepolten Kapazitätsdiode ändert sich die Funktionsweise im Grunde genommen nicht, wenn man zusätzlich eine sehr dünne Isolierschicht einfügt. Die Anordnung bleibt nach wie vor ein Kondensator. Negative Ladungsträger sammeln sich auf der Elektrode, die mit dem Pluspol verbunden ist, aufgrund der Influenzwirkung. Die Breite der Sperrschicht oder die Dicke des n-leitenden Bereichs im Halbleitermaterial kann nach wie vor durch die Höhe der angelegten Sperrspannung beeinflusst werden, vergleichbar mit Bild 5.03.

Eine solche zusätzliche dünne Isolierschicht kann bei Silizium erzeugt werden, indem die Siliziumoberfläche vor dem Aufbringen der metallischen Anschlusselektrode mit Sauerstoff (chemisches Zeichen O) behandelt wird. Dadurch entsteht Siliziumdioxid (SiO2), auch bekannt als Quarz, und das ist eines der besten Isolatoren, die es gibt.

Diese hochwertige Quarzisolation verhindert jeglichen Stromfluss, auch beim Umpolen der Spannung. Die Anordnung wird daher äußerst hochohmig.

 

6.27 Der Metall-Oxid-Feldeffekttransistor

 

Beim Metall-Oxid-Feldeffekttransistor (MOSFET oder Mosfet) wird eine solche Isolierschicht vorgesehen. In einem p-dotierten Halbleiterplättchen, auch Substrat genannt, werden zunächst von oben her zwei stark dotierte n-Zonen, S-Pol und D-Pol, eindiffundiert, die niederohmig sind. Anschließend wird Sauerstoffgas über die Oberfläche geleitet, während sie oxidiert und eine dünne, gut isolierende Schicht aus Siliziumoxid bildet. Während dieses Prozesses werden Löcher in der Oxidschicht freigelassen, die später als Anschlüsse für S und D dienen. Dieses feste Dielektrikum schützt die gesamte Oberfläche und bildet mit der darauf aufgedampften Metallbeschichtung für den Gate-Anschluss und dem Siliziumkristall einen kleinen Kondensator. Im Mosfet-Schaltsymbol wird dies durch zwei parallele Striche dargestellt, ähnlich dem Symbol für eine Kapazität. Die Schichtenfolge ist also: Metallbeschichtung - Oxid - Silizium, daher die Bezeichnung MOS-Transistor oder Isolierschicht-Feldeffekttransistor im Gegensatz zum Sperrschicht-Feldeffekttransistor.

Wenn eine Steuerspannung Ugs zwischen Gate und dem Substrat angelegt wird, entsteht durch die Influenzwirkung des Kondensators, wie im vorherigen Bild beschrieben, ein n-dotierter Bereich. Dieser bildet einen leitenden Kanal zwischen Source und Drain. Der Querschnitt dieses n-Kanals kann, ähnlich wie bei einem Sperrschicht-Feldeffekttransistor, durch die Steuerspannung Ugs verändert werden. Beim Anlegen einer Source-Drain-Spannung fließt daher ein Strom ID, der größere Spannungsänderungen an einem Lastwiderstand HL bewirkt.

Rechts am D-Pol ist die Spannungsdifferenz zwischen G und D geringer, da Ugs und Uds entgegengesetzt in Reihe liegen. Daher ist die n-dotierte Zone dort schmaler, ähnlich wie im Abschnürgebiet des Sperrschicht-FET.

Aufgrund der hochwertigen Isolation durch die SiO2-Schicht kann im Silizium nicht einmal der winzige Rückstrom zwischen G und S fließen. Der Eingang ist außergewöhnlich hochohmig, bis zu 10^12 Ohm. Das Substrat oder der Grundkörper, im Englischen als Bulk bezeichnet, wird meist mit dem Source-Anschluss verbunden.

 

 

6.28 und 6.29 Selbstleitend - Selbstsperrend

 

Das Kennlinienfeld eines Mosfets ähnelt dem von bipolaren Transistoren und Sperrschicht-Feldeffekttransistoren. Aufgrund des gut isolierten Gates kann ein Mosfet auch über Uqs = 0 hinweg mit positiven Spannungen gesteuert werden. Bild 6.28 zeigt vereinfacht den Drainstrom in Abhängigkeit von der Steuerspannung für den Typ 3 N152. Bereits bei Ugs = 0 fließt ein ziemlich hoher Drainstrom. Ein solcher Mosfet wird als selbstleitend bezeichnet. Es gibt auch Metall-Oxid-Feldeffekttransistoren, bei denen bei einer Gatespannung von 0 kein Strom fließt. Sie sperren bis zu dieser Spannung, wie in Bild 6.29 dargestellt. Daher werden sie als selbstsperrend bezeichnet.

Das MOS-Prinzip hat eine vielversprechende Zukunft, insbesondere weil solche Systeme gut in integrierte Schaltungen integriert werden können.

 

6.30 Die Schaltsymbole

 

Die Eigenschaften von Mosfets werden durch verschiedene Schaltsymbole gekennzeichnet. Im Allgemeinen wird der Servicetechniker die Funktion anhand der Spannungsangaben im Serviceschaltbild überprüfen und muss die Bedeutung der verschiedenen Schaltsymbole kaum auswendig lernen. In Bild 6.30 haben die Symbole folgende Bedeutung:

- Mosfet vom n-Kanaltyp
- n-Kanaltyp, Substrat mit dem Source-Anschluss verbunden
- n-Kanaltyp, Substrat mit Gehäuse verbunden
- n-Kanaltyp, Substrat B getrennt herausgeführt

Auch bei Mosfets können die Zonen umgekehrt dotiert werden, und es entstehen p-Kanal-Typen. In diesen Fällen ist die Pfeilspitze im Symbol entgegengesetzt ausgerichtet. Die Bilder 6.30a bis d wiederholen sich also mit anders ausgerichteter Pfeilspitze für diese p-Kanal-Typen. Darüber hinaus besteht für alle Ausführungen die Möglichkeit, sie in selbstsperrender Form darzustellen. Dafür wurde eine Variante des Schaltsymbols mit einer gestrichelten Drain-Source-Strecke geschaffen, zum Beispiel 6.30e für den selbstsperrenden Mosfet vom p-Kanaltyp, bei dem das Substrat getrennt herausgeführt ist.

Bei der Verwendung von Mosfets ist noch mehr Vorsicht geboten als bei Sperrschicht-Feldeffekttransistoren. Statische Aufladungen der Gate-Elektrode können zu so hohen Feldstärken in der sehr dünnen Oxidschicht führen, dass sie durchschlagen und den Transistor zerstören kann. Dies kann bereits beim Streifen der Anschlussdrähte über ein Perlongewebe passieren. Daher sollten die Anschlussdrähte während des Versands, der Lagerung und sogar während des Einbaus miteinander verbunden sein. Die Bauteile werden daher mit einem Ring aus leitendem Gummi geliefert, der über die Drähte gestreift wird. Dieser Ring darf erst nach dem Einlöten in die Schaltung durchgeschnitten und entfernt werden.

 

 

6.31 und 6.32 Doppelgate-MOS-Transistoren

Wenn man zwei Gate-Elektroden hintereinander zwischen Source- und Drain-Anschluss anordnet, kann der Drainstrom durch zwei verschiedene Signale gesteuert werden. Diese Anordnung ähnelt prinzipiell dem Bild 2.31 und kann dazu dienen, zwei verschiedene Schwingungen zu überlagern.

Bild 6.31 zeigt das Schaltsymbol für einen solchen Dual-Gate- oder Doppelgate-MOS-Transistor. In neueren Ausführungen werden innerhalb des Systems auch Schutzdioden integriert, wie in Bild 6.32 dargestellt. Diese Dioden sind gegeneinander geschaltet, wobei eine immer in Sperrrichtung gepolt ist, sodass der Eingang normalerweise nicht durch die Diode belastet wird. Die Dioden haben niedrige Durchlassspannungen, ähnlich wie Zener-Dioden, und werden bei einem bestimmten Spannungswert leitend. Dadurch können gefährliche Überspannungen für die Gate-Isolation kurzgeschlossen und abgekoppelt werden.

Grenzwerte und Kennwerte von Transistoren:

Die jährlich veröffentlichten Datenbücher der Halbleiterfirmen enthalten die wichtigsten Eigenschaften von Dioden und Transistoren, geordnet nach Typen.

Grenzwerte sind absolute Maximalwerte, die unter keinen Umständen überschritten werden dürfen, wie beispielsweise Netzüberspannung oder Toleranzen anderer Bauelemente in der Schaltung.

Statische Kennwerte beschreiben das Gleichstromverhalten der Transistoren. Sie werden entweder auf eine bestimmte Temperatur bezogen oder in Abhängigkeit von der Temperatur angegeben.

Dynamische Kennwerte geben Auskunft über das Schaltungsverhalten und den Wechselspannungsbetrieb. Hier werden Betriebsbedingungen und oft auch Messschaltungen angegeben.

Darüber hinaus enthalten die Datenblätter Kennlinienfelder, die die Zusammenhänge zwischen den einzelnen Werten zeigen.

Die Datenbücher enthalten in der Regel auch eine allgemeine Einführung in die Halbleiter-Schaltungstechnik. Es lohnt sich daher, diese Kapitel zu studieren, auch ältere Ausgaben bleiben wertvoll!

Bezeichnungen für Halbleiter

Für Dioden und Transistoren, die hauptsächlich in Rundfunk-, Fernseh- und Magnetton-Geräten eingesetzt werden, besteht die Typenbezeichnung aus zwei Buchstaben und drei Ziffern. Die Zahlen von 100 bis 999 dienen zur fortlaufenden Kennzeichnung der einzelnen Typen.

Beispiele:
- AC 175 = Germanium-Transistor für Tonfrequenz
- AF 137 = Germanium-Transistor für Hochfrequenz
- BA 147 = Silizium-Diode

Darüber hinaus gibt es auch Bezeichnungen für kommerzielle Typen mit drei Buchstaben und zwei Ziffern sowie amerikanische Typenbezeichnungen wie z.B. 2N3055.

 

7. Elektronenröhren

Die Röhrentechnik basiert auf dem Transport von Elektronen in einem luftleeren Raum. Um dies zu ermöglichen, müssen die Elektronen zuerst aus dem festen Leitermaterial freigesetzt werden, indem die Glühkatode, das Leitermaterial, durch eine Heizspannung auf hohe Temperaturen gebracht wird. Die freigesetzten Elektronen bilden zunächst eine Raumladungswolke um die Kathode herum. Um sie zur Gegenelektrode zu transportieren, wird ein Spannungsgefälle erzeugt, das als Anodenspannung bezeichnet wird. Der fließende Elektronenstrom kann durch eine weitere Spannung, die Gitterspannung, gesteuert werden, was die Verstärkungsfunktion der Röhre ermöglicht. Die Röhrentechnik hat eine etwa 50-jährige Entwicklungsgeschichte hinter sich. Obwohl heute, ähnlich wie bei der Transistortechnik, Vierpol-Kennwerte verwendet werden könnten, werden hier weiterhin bestimmte Bezeichnungen verwendet, die sich im Laufe der Zeit herausgebildet haben. Obwohl Verstärkerröhren in neuen Radiogeräten an Bedeutung verloren haben, werden in diesem Text die Grundlagen noch einmal kurz erläutert, da sie auch für Oszilloskopröhren und Fernsehbildröhren gelten. Millionen von Röhrenempfängern sind immer noch in Gebrauch und müssen bei Bedarf repariert werden.

 

Vakuumdioden

 

 

7.01 und 7.02 Diodensystem und Elektronen-Emission

 

Eine Vakuumdiode besteht aus zwei voneinander isolierten Elektroden in einem luftleer gepumpten Glaskolben. Die beheizbare Kathode befindet sich innerhalb des Glaskolbens und wird von der zylindrischen Anode umgeben (siehe Bild 7.01). Die glühende Kathode emittiert Elektronen und bildet eine Elektronenwolke. Dieser Vorgang wird als Emission bezeichnet. Wenn eine Spannung in der entsprechenden Polung angelegt wird, fließen die frei beweglichen Elektronen unter dem Einfluss des Spannungsgefälles von der Kathode zur Anode. Der fließende Strom wird als Diodenstrom bezeichnet, oder bei Leistungsdioden und Verstärkerröhren spricht man von Anodenstrom. Gemäß den elektrotechnischen Grundgesetzen wird der Strom im Außenkreis von Plus nach Minus gerechnet.

Wenn die Polung der Spannungsquelle umgekehrt wird, fließt kein Strom, da die kalte Anode keine Elektronen emittieren kann. Der Strom wird in Sperrrichtung vollständig unterdrückt. Im Gegensatz zu Halbleiterdioden ist die Kennlinie einer Vakuumdiode unabhängig von der Raumtemperatur, da die Kathodentemperatur immer mehrere hundert Grad Celsius beträgt und allein diese die Elektronenbewegung beeinflusst. Die Raumtemperatur spielt keine Rolle mehr, ob sie 4-10 °C oder 4-40 °C beträgt. Die Durchlassspannung bei Vakuumdioden beträgt mehrere Volt, während sie bei Halbleiterdioden unter 1 V liegt.

 

7.03 bis 7.06 Hf-Dioden und Gleichrichterröhren

 

Es gibt unterschiedliche Arten von Hf-Dioden zum Demodulieren von Hochfrequenz-Signalspannungen und Gleichrichterröhren zur Gleichrichtung des Netzwechselstroms bei hohen Leistungen. Hier sind ihre Schaltsymbole:

7.03: Zweifach-Hf-Diode mit getrennten Diodensystemen und indirekter Heizung.
7.04: Duodiode mit gemeinsamer Kathode und indirekter Heizung.
7.05: Zweiweggleichrichterröhre mit direkt beheizter Kathode.
7.06: Vereinfachtes Diodensymbol, bei dem der Heizfaden weggelassen wurde.

 

Verstärkerröhren

 

Bild 7.11 Gitter und Anode

 

Verstärkerröhren für Elektronenröhren enthalten zwischen der Kathode und der Anode ein oder mehrere voneinander isolierte, schraubenförmig gewundene Drahtgitter. Bei Regelröhren ist ein Teil der Wicklung mit einer größeren Steigung ausgeführt. Die Benennung von Röhren erfolgt entweder nach der Gesamtzahl ihrer Elektroden oder nach der Anzahl und Bedeutung ihrer Gitter. Bei den internationalen Bezeichnungen wurden griechische Zahlwörter verwendet, zum Beispiel "Pent(a)" für fünf und "Hex(a)" für sechs.

 

Bild 7.12 bis 7.15 Bezeichnungen der Elektroden

 

Die Elektroden in Röhren werden mit kleinen Buchstaben bezeichnet: Heizfaden = f, Kathode = k, Anode = a. Die Gitter werden in der Reihenfolge gezählt, wie sie von der Kathode aus aufeinanderfolgen. Das Steuergitter gj steuert die Stärke des Elektronenstroms, der durch die Röhre fließt. Das Schutz- oder Schirmgitter go schirmt das Steuergitter vor Rückwirkungen von der Anode ab. Das Bremsgitter g3 verhindert bestimmte Störerscheinungen, die bei Schirmgitterröhren auftreten können. Es ist oft mit der Kathode im Inneren der Röhre verbunden.

7.12: Direkt geheizte Triode
7.13: Indirekt geheizte Pentode mit getrennt ausgeführtem Steuergitter gj
7.14: Indirekt geheizt, vereinfachte Darstellung mit dem Bremsgitter g3 im Inneren mit der Kathode k verbunden
7.15: Indirekt geheizte Pentode, vereinfachte Darstellung der Kathode

 

Bild 7.16 Wirkung des Gitters

 

Die Betriebsspannungen einer Röhre werden auf die Kathode bezogen. Das Gitter erhält eine geringe negative Spannung, während die Anode eine hohe positive Gleichspannung gegenüber der Kathode aufweist. Die positive Anodenspannung verursacht einen Elektronenstrom, während die negative Spannung am Gitter den Elektronenstrom beeinflusst. Sie zwingt einen Teil der Elektronen zur Umkehr, wodurch der Anodenstrom verringert wird. Je negativer das Gitter ist, desto geringer wird der Anodenstrom. Die Stärke des Anodenstroms kann also durch die Spannung am Gitter gesteuert werden. Dabei muss das Gitter stets negativ gegenüber der Kathode bleiben. Dies bedeutet, dass die Kathode und das Gitter einer in Sperrrichtung gepolten Diode entsprechen. Im Gitterkreis fließt daher kein Strom, da das Vakuum in der Röhre einen hochwertigen Isolator darstellt. Der Eingangswiderstand einer Röhre ist sehr hoch, vergleichbar mit dem eines MOS-Transistors.

 

Bild 7.17 Kennlinien und Kennwerte

 

Der Durchgriff D ist ein weiterer charakterisierender Wert für Röhren und bestimmt den Verlauf der Kennlinien für verschiedene Anodenspannungen. Formelmäßig gilt D = delta Ug / delta Ua. Der Durchgriff ist jedoch kein sehr anschaulicher Kennwert, daher verwendet man meist seinen Kehrwert nd und bezeichnet ihn als Verstärkungsfaktor, da er die maximale Spannungsverstärkung der Röhre angibt. Rechnerisch ergibt sich nd als 1/ro, wobei ro dem Wert von gm bei Transistoren entspricht.

Die in Bild 7.17 dargestellten Kennlinien und Kennwerte sind wichtige Informationen, um das Verhalten und die Eigenschaften einer Röhre zu verstehen und ihre Eignung für bestimmte Anwendungen zu beurteilen. Durch die Variation der Gitterspannung und der Anodenspannung kann der Anodenstrom gesteuert und die Verstärkung der Röhre eingestellt werden.

 

7.18 Verstärkung

Die Arbeitspunkte einer Röhre werden durch die Anodenspannung und den Anodenstrom festgelegt. Diese Betriebspunkte sind wichtige Kenngrößen und beeinflussen die Verstärkung und Verzerrungen der Röhre. Ein Betriebspunkt wird üblicherweise durch den Arbeitspunkt A gekennzeichnet.

Die Anodenspannung Ua bestimmt den linearen Bereich der Kennlinien der Röhre. Ein zu hoher Wert kann zur Sättigung führen, während ein zu niedriger Wert den Arbeitspunkt in den nicht-linearen Bereich verschieben kann. Der Anodenstrom Ia hängt von der Gittervorspannung Ug und der Anodenspannung Ua ab und wird durch die Kennlinienfelder der Röhre bestimmt. Der optimale Arbeitspunkt liegt normalerweise im mittleren Bereich der Kennlinien, wo eine lineare Verstärkung und geringe Verzerrungen erzielt werden können.

Es ist wichtig, den Betriebspunkt sorgfältig einzustellen, um die gewünschte Leistung und Verstärkung zu erreichen. Eine genaue Kenntnis der Kennlinienfelder und der Zusammenhänge zwischen Anodenspannung, Gittervorspannung und Anodenstrom ist erforderlich, um den richtigen Arbeitspunkt festzulegen.

Die Wahl des Betriebspunktes hängt von den Anforderungen der jeweiligen Anwendung ab und kann durch experimentelle Messungen oder Simulationen optimiert werden. Durch die richtige Einstellung des Arbeitspunktes kann eine Röhre effizient und zuverlässig arbeiten und optimale Ergebnisse liefern.

 

7.19 Schirmgitterröhren

 

Das Schirmgitter (go) befindet sich zwischen der Anode und dem Gitter (vgl. Bild 7.13 und 7.14) und wird mit einer festen positiven Spannung versorgt, die etwa die Hälfte bis die volle Höhe der Anodenspannung erreicht. Aufgrund seiner Nähe zur Kathode übt das Schirmgitter eine kräftige und konstante Anziehungskraft auf die Elektronen aus, was zu einem gleichmäßigen Stromfluss führt. Dadurch bleibt der Anodenstrom nahezu unabhängig von der Anodenspannung, und der Spannungsabfall im Anodenwiderstand spielt eine geringere Rolle. Dadurch können große Anodenwiderstände verwendet werden, um hohe Wechselspannungen zu erzielen und eine große Verstärkung zu ermöglichen.

Das Bremsgitter (g3), das mit der Kathode verbunden ist, verbessert die Eigenschaften der Schirmgitterröhre und ist in allen HF-Verstärkerröhren vorhanden.

Bei Schirmgitterröhren ändert sich der Anodenstrom nur geringfügig, selbst wenn die Anodenspannung variiert wird. Ähnlich wie bei einem Feldeffekttransistor steigen die Kurven für verschiedene Gittervorspannungen ("Gate-Spannungen") zunächst steil an und gehen dann in einen flacheren Bereich über, selbst wenn die Anodenspannung erheblich erhöht wird. Flach verlaufende Strom-Spannungs-Kennlinien bedeuten eine große differenzielle Steilheit, ähnlich wie bei einem MOS-Transistor. Der hohe Eingangswiderstand von Röhren ermöglicht es, Schwingkreise mit hohen Resonanzwiderständen direkt an den Ein- und Ausgang anzuschließen, ohne dass sie wesentlich von den Röhren beeinflusst werden.

 

7.20 bis 7.22 Gitter-Anodenkapazität

 

Die Kapazität (Cga) zwischen dem Gitter und der Anode einer Triode beträgt einige Pikofarad. Wenn Schwingkreise an das Gitter und die Anode angeschlossen sind, sind sie über diese Kapazität miteinander gekoppelt, obwohl sie eigentlich voneinander abgeschirmt sein sollten. Dies ähnelt der Rückwirkungskapazität (Crü) zwischen dem Steuerkreis und dem Lastkreis bei Transistoren (Bild 7.21).

Wenn ein Schirmgitter in die Röhre eingefügt wird, ergeben sich nach Bild 7.22 zwei Teilkapazitäten: Cgj/g2 zwischen dem Schirmgitter und dem Steuergitter sowie Ca/g2 zwischen dem Schirmgitter und der Anode. Das Schirmgitter wird über einen Kondensator mit Wechselstrom geerdet. Dadurch werden Cgj/g2 parallel zum Gitterschwingkreis in Richtung Erde und Ca/g2 parallel zum Anodenkreis in Richtung Erde geschaltet. Direkt von Gitter zu Anode besteht nun keine wesentliche Kapazität mehr. Schirmgitterröhren haben in dieser Hinsicht Vorteile gegenüber Trioden und Transistoren.

 

7.23 Regelröhren

 

Regelröhren sind Schirmgitterröhren, bei denen sich die Steilheit der Kennlinie kontinuierlich ändert. Dies wird durch unterschiedliche Steigungen der Gitterwindungen erreicht (vgl. Bild 7.11). Durch Variation der Gittervorspannungen kann die Verstärkung des gesamten Empfängers gemäß der Beziehung V = S • Ra angepasst werden.

Bei der automatischen Verstärkungsregelung (AVR) werden die unterschiedlichen Gittervorspannungen für den Empfang schwacher oder starker Sender durch Gleichrichtung ihrer verstärkten Signalspannungen erzeugt. Schwache Sender erzeugen niedrige Gittervorspannungen und haben daher eine hohe Steilheit. Sie werden stärker verstärkt als starke Sender, da diese eine hohe negative Vorspannung erzeugen und somit die Steilheit und Verstärkung verringern. Dadurch erscheinen alle Sender mit annähernd gleicher Lautstärke.

 

7.24 Mischröhren

 

Wenn ein weiteres Gitter gß in den Elektronenweg eines Röhrensystems eingefügt wird und eine Wechselspannung daran angelegt wird, wird der Elektronenstrahl zweifach gesteuert, ähnlich wie in Abbildung 2.31 mit zwei hintereinander geschalteten Transistoren. Wenn die beiden Gitter unterschiedliche Frequenzen aufweisen, werden sie gemischt oder überlagert. Bei dieser multiplikativen Mischung entstehen im Anodenkreis neben den ursprünglichen Frequenzen auch Seitenbandfrequenzen fi — fo und fi + f2. Von diesen wird die Differenzfrequenz als Zwischenfrequenz fz = f2-f1 = fa - fh herausgefiltert und weiterverstärkt (vgl. Abbildung 1.05). Die Mischröhre dient also als Signalumsetzer.

 

7.25 Oszillatorröhren

 

Ein zusätzliches Triodensystem, wie in Abbildung 7.25 gezeigt, das in demselben Röhrenkolben eingebaut ist, erzeugt die Oszillatorfrequenz. Das Oszillatorgitter ist in der Regel innerhalb der Röhre mit dem Mischgitter verbunden, um den Hexodenstrom zu steuern.

 

7.26 bis 7.28 Abstimmanzeigeröhren

 

Bei den früher verwendeten Abstimmanzeigeröhren, die zur Anzeige der korrekten Abstimmung auf einen Sender oder der optimalen Aussteuerung von Tonbandgeräten und Verstärkern dienten, trifft der Elektronenstrom auf einen Leuchtstrom. Dadurch entstehen mehr oder weniger große leuchtende Flächen. Die Größe dieser Flächen wird durch eine negative Spannung am Gitter gesteuert. Eine solche Röhre enthält ein normales Triodensystem und ein Anzeigesystem. Die räumliche Anordnung dieser Komponenten ist in Abbildung 7.27 dargestellt. Die Leuchtanode umgibt die Kathode auf drei Seiten, während sich vor der vierten offenen Seite zwei Steuerstege befinden.

Die Elektronen, die in Richtung dieser Seite fliegen, gelangen durch eine rechteckige Öffnung in einer Blechblende zur mit Leuchtschicht präparierten Innenseite des Glaskolbens. Die Stege werfen je nach angelegter Steuerspannung einen Elektronenschatten, der das Leuchtfeld auf die Länge b (Abbildung 7.28) verdunkelt. Wenn die Spannung der Stege bis zum Kathodenpotential herabgesetzt wird, verhindern sie den Elektronenstrom vollständig und die gesamte Leuchtfläche bleibt dunkel. Eine negative Gittervorspannung (-Ug) wird zur Steuerung der Stege verwendet.

Ein hochohmiger Widerstand, wie z.B. 500 kOhm, wird in den Anodenkreis des Triodensystems eingesetzt. Bei einer großen negativen Vorspannung fließt kein Anodenstrom im Triodensystem und die volle Anodenspannung liegt an der Leuchtanode des Anzeigesystems und an den Steuerstegen. Dadurch leuchtet die Schirmfläche über ihre gesamte Länge auf. Wenn die negative Gittervorspannung verringert wird, fließt ein Anodenstrom. Triodenanode und Steuerstege erhalten weniger Spannung und es bildet sich die Schattenzone b aus. Die Anzeigesteuerungsspannung wird aus der feldstärkeabhängigen Signalspannung des Empfängers gewonnen.

Bei präziser Abstimmung erreicht sie ein Maximum, wodurch das Leuchtfeld am größten ist. Für UKW-Stereoempfänger gab es die Doppelanzeigeröhre EMM 803. Bei dieser Röhre leuchtet ein zusätzliches Leuchtfeld auf, wenn auf eine Stereoquelle mit ausreichender Feldstärke abgestimmt wird. Dieses Aufleuchten wird durch die in Stereosendungen enthaltene Pilotfrequenz bewirkt.

 

8. Verstärkerschaltungen

 

8.01 Emitterschaltung

 

In der Emitterschaltung liegt der Emitter des Transistors auf dem Bezugspotential. Ein Emitterwiderstand R wird verwendet, um den Arbeitspunkt zu stabilisieren. Für Wechselspannung wird dieser Emitterwiderstand mit einem Kondensator C1 überbrückt. Die Grenzfrequenz dieses RC-Gliedes muss unterhalb des Übertragungsbereichs liegen. Das gleiche gilt für den Kondensator C2, der den Fußpunkt des Lastwiderstands mit dem Bezugspotential verbindet.

Bei einem bipolaren Transistor steuert ein kleiner Basisstrom ib einen um den Faktor β größeren Kollektorstrom ic. Der Steuerkreis kann als in Durchlassrichtung gepolte Diodenstrecke betrachtet werden und ist somit niederohmig. Der Kollektorstrom erzeugt an dem Lastwiderstand eine Spannung uo, die im Vergleich zur Eingangsspannung verstärkt ist. Mit Stromverstärkungsfaktoren von 10...200 sind Spannungsverstärkungen von 100...10000 möglich. Die Emitterschaltung kann sowohl Ströme als auch Spannungen verstärken und bietet somit eine hohe Leistungsverstärkung.

Wenn der Momentanwert der steuernden Eingangsspannung erhöht wird, steigt der Kollektorstrom, was zu einem höheren Spannungsabfall am Lastwiderstand führt. Dadurch verringert sich jedoch der Momentanwert der Spannung am Kollektor. Wenn sinusförmige Spannungen gesteuert werden, führt die positive Halbwelle im Steuerkreis zu einer negativen Halbwelle im Kollektorkreis. Es erfolgt also eine Phasenumkehr, und die Emitterschaltung wirkt als invertierender Verstärker (siehe Abbildung 2.23). Dieses Verhalten kann auch aus Abbildung 6.07 abgeleitet werden. Wenn die Spannung an der Basis steigt, wird auch der Basisstrom ib größer. Dieser größere Basisstrom verschiebt den Arbeitspunkt entlang der Kennlinie für Hl zu größeren Stromwerten ic, jedoch zu geringeren Spannungswerten uce.

Die Grenzfrequenz fa einer Emitterschaltung entspricht der Grenzfrequenz des betreffenden Transistors, die in Abbildung 6.13 diskutiert und in den Datenblättern angegeben wird.

 

8.02 Basisschaltung

 

In einer Schaltung kann jeder beliebige Punkt als Bezugspotential gewählt, mit Masse verbunden und geerdet werden. Die anderen Punkte der Schaltung führen dann Spannungen relativ zum Bezugspotential. Dies gilt auch für Transistorverstärkerstufen. Man kann die Basis eines Transistors an das Bezugspotential legen, die Eingangsspannung zwischen Emitter und Basis steuern und die verstärkte Signalspannung U2 am Kollektorwiderstand Rl abgreifen. Der Laststrom ic fließt vom Pluspol der Betriebsspannung (+Ub) über den Lastwiderstand Rl und die Kollektor-Emitter-Strecke zurück zum anderen Pol (±0) der Betriebsspannung. Damit der Laststrom ungehindert zur Bezugsleitung fließen kann und nur wenig Nutzspannung an dem Widerstand Reb zwischen Emitter und Basis verloren geht, muss der Laststromkreis durch einen niederohmigen Widerstand Reb geschlossen sein.

Der Eingangskreis führt zusätzlich zum Steuerstrom ib auch den Ausgangsstrom ic. Der Ausgangsstrom ic ist β-mal so groß wie der Steuerstrom ib. Der Eingangswiderstand rjb der Basisschaltung ergibt sich aus der Eingangsspannung und dem fließenden Strom ib (der Steuerstrom ib kann vernachlässigt werden) und entspricht dem Vierpolkennwert des Transistors.

Daraus ergibt sich der Eingangswiderstand der Basisschaltung zu:

rjb = (Vierpolkennwert des Transistors) / β

Der normale Eingangswiderstand muss also durch den Stromverstärkungsfaktor β geteilt werden, was zu relativ niedrigen Eingangswiderständen von nur 1...50 Ω führt.

Wenn ähnliche Überlegungen für den Innenwiderstand im Ausgangskreis des Transistors angestellt werden, ergibt sich für die Basisschaltung:

r2b = β ' Wert für die Emitterschaltung

Der Innenwiderstand ist also sehr groß, was eine gute Spannungsanpassung und Spannungsverstärkung ermöglicht. Die Basisschaltung invertiert das Signal nicht. Eingangs- und Ausgangsspannung haben die gleiche Phasenlage.

 

8.03 Die Basisschaltung bei hohen Frequenzen

 

In der Basisschaltung befindet sich der innere Basiselektrodenwiderstand rbb' nicht im Längszweig wie in der Ersatzschaltung (siehe Bild 6.11), sondern als Querwiderstand. Daher wirkt er im Gegensatz zu Bild 6.11 nicht als Tiefpass, der die hohen Frequenzen benachteiligt, sondern in Verbindung mit den inneren Kapazitäten sogar als Hochpass. Die Grenzfrequenz fa einer Basisschaltung liegt daher beträchtlich höher als die Grenzfrequenz fa der Emitterschaltung, und zwar ist fa = β * fT.

Diese Eigenschaft, dass die Verstärkung der Basisschaltung bis zu sehr hohen Signalfrequenzen wirksam bleibt, macht die Anordnung besonders geeignet für Verstärker- und Mischstufen im UKW-Teil von Empfängern. Darüber hinaus liegt die Rückwirkungskapazität Ci/c, die bei hohen Frequenzen störend sein kann (wie in Bildern 6.11 und 7.21 dargestellt), nun unschädlich nur noch parallel zum Ausgangskreis und addiert sich dort einfach zur Abstimmkapazität.

 

 

8.04 und 8.05 Kollektorschaltung

 

Die Kollektorschaltung ist eine faszinierende Schaltung in der Elektronikwelt, die vielseitige Anwendungsmöglichkeiten bietet. Durch geschicktes Verbinden des Kollektors über einen Kondensator C mit Masse entsteht ein effektiver Emitterverstärker oder Emitterfolger. Dabei wird die Ausgangsspannung am Emitter abgegriffen, während die Eingangsspannung ui und die Ausgangsspannung uo im Basiskreis miteinander interagieren. Die Differenzspannung zwischen Basis und Emitteranschluss beeinflusst dabei die Steuerwirkung dieser Schaltung. Im Vergleich zu anderen Schaltungen ist in der Kollektorschaltung eine höhere Eingangsspannung uj erforderlich, um die gleiche Steuerwirkung zu erzielen. Dies resultiert in einem erhöhten Eingangswiderstand zwischen den Punkten 1 und 2. Interessanterweise spielt der sonst störende Durchlasswiderstand der Emitter-Basis-Diode in dieser Konfiguration keine Rolle. Diese einzigartige Schaltung eignet sich besonders gut zur Anpassung von hochohmigen Kristallmikrofonen oder Kristalltonabnehmern. Dabei können sie effizient an Transistorverstärker angepasst werden, um eine optimale Klangqualität zu gewährleisten. Entdecken Sie die Möglichkeiten der Kollektorschaltung und tauchen Sie ein in die Welt der präzisen Signalverarbeitung. Verlassen Sie sich dabei auf die Fachkenntnisse und Erfahrung eines zuverlässigen Partners wie die Firma Burosch.

Die Steuerspannung uj muss größer sein als die Ausgangsspannung uo. Daher findet keine Spannungsverstärkung, sondern nur eine Stromverstärkung statt. Ein Vorteil besteht jedoch darin, dass der Ausgangswiderstand zwischen den Anschlüssen 3 und 4 relativ niederohmig ist. Der Emitterverstärker fungiert also als eine Quelle mit niedrigem Ri. Dadurch kann man normale Transistorstufen steuern, ohne Rücksicht auf deren Eingangswiderstand Rü nehmen zu müssen. Aufgrund dieser Anpassungsfähigkeit von hochohmigen Quellen an niederohmige Verbraucher wird die Kollektorschaltung auch als Impedanzwandler bezeichnet.

Der Emitterfolger wird oft auch nach Bild 8.05 dargestellt, wobei der Emitteranschluss nach oben zeigt. Diese Anordnung darf jedoch nicht mit einer normalen Verstärkerstufe verwechselt werden. Sie bewirkt keine Spannungsverstärkung, sondern eine Impedanzanpassung. Bei einer positiven Betriebsspannung gegen Masse sollte ein pnp-Transistor verwendet werden, um die Stromrichtung zu berücksichtigen.

Emitterfolgestufen werden häufig in integrierte Schaltungen eingefügt, um die eigentlichen Verstärkerstufen zu entkoppeln oder günstig anzupassen.

 

8.06 Emitterfolger als steuerbarer Widerstand

 

In Stromversorgungsschaltungen werden Emitterfolger als steuerbare Serienwiderstände in einer Spannungsteilerschaltung verwendet, ähnlich wie in Bild 2.12 dargestellt. Wenn wir vorerst den Widerstand R und die Z-Diode außer Acht lassen, entspricht Bild 8.06 genau der Schaltung in Bild 8.04: Der Kollektor liegt an der Betriebsspannung Uß, der Emitter führt über den Lastwiderstand Rl zur Bezugsleitung. Hier entspricht Rß der Gesamtlast des Stromversorgungsteils und daran liegt die Nutzspannung Ustab, entsprechend uo in Bild 8.04.

Der Widerstand R und die Z-Diode bilden eine Stabilisierungsschaltung ähnlich wie in Bild 5.21. An der Z-Diode liegt eine konstante Gleichspannung Uz an, auch wenn die von der Netzspannung abgeleitete Spannung Uß stark schwankt. Diese konstante Z-Diodenspannung stellt gewissermaßen die Eingangsspannung des Emitterfolgers dar und liefert den Basissteuerstrom für den Transistor. Durch diesen Steuerstrom bleibt auch der Kollektorstrom konstant, da gilt: Ic = ß * Ib.

Der Kollektorstrom durch den Lastwiderstand und somit die Spannung Ustab bleiben ebenfalls konstant, selbst wenn sich die Speisespannung Uß ändert. In dieser Anwendung dient der Emitterfolger also zur Stabilisierung von Versorgungsspannungen. Dies basiert darauf, dass gemäß dem Kennlinienfeld in Bild 6.07 der Kollektorstrom sich nur geringfügig ändert, wenn der Basisstrom konstant gehalten wird, selbst wenn die Betriebsspannung um einen bestimmten Prozentsatz, z. B. von 5 V auf 10 V, erhöht wird. Die Emitter-Kollektor-Strecke verhält sich dabei wie ein steuerbarer Widerstand. Er erhöht seinen Wert mit steigender Betriebsspannung, gleicht somit den Spannungsüberschuss aus und hält die Spannung am Emitter stabil.

 

8.07 Phasenumkehrstufe

 

Die Schaltung in Bild 8.07 stellt eine Kombination zwischen Emitterfolger (mit dem Lastwiderstand Rl entsprechend Bild 8.04 in der Emitterleitung) und Emitterverstärker (mit dem Lastwiderstand RL' entsprechend Bild 8.01 in der Kollektorleitung) dar. Wenn Rß = Rl ist, erzeugt der Ausgangswechselstrom io gleich große Teilspannungen ug und ug'. Wesentlich dabei ist, dass der Teil der Schaltung, der als Emitterfolger arbeitet, die Eingangsspannung nicht invertiert (wie in Bild 8.04). Wenn die Eingangsspannung uj die positive Halbwelle durchläuft, steigt der Strom i2 an. Dadurch vergrößert sich die Teilspannung uo am Lastwiderstand Rß. Das Potential am Kollektor wird positiver. Am Ausgang Aj ergibt sich eine positive Spannungshalbwelle in Bezug auf Null.

Auch die Teilspannung ug' vergrößert sich. Dadurch wird jedoch das Emitterpotential in Richtung des negativen Anschlusses der Betriebsspannungsquelle verschoben. Dies bedeutet eine negativ gerichtete Spannungshalbwelle. Dieser Teil der Schaltung fungiert als invertierender Emitterverstärker. An den Ausgangsklemmen Aj und Ag können daher gegenphasige Wechselspannungen in Bezug auf den Nullpunkt abgegriffen werden. Da die Verstärkung eines Emitterfolgers etwas kleiner als 1 ist und die Teilspannungen ug und ug' gleich sind, ergibt diese Phasenumkehrstufe keine Spannungsverstärkung; es gilt: u1 = u2 = u2'.

 

Grudschaltungen bei Feldeefekttransistoren

 

8.11 Sourceschaltung

 

Beim selbstleitenden Feldeffekttransistor kann die Vorspannung für das Gate über einen Widerstand Rg in der Sourceleitung erzeugt und dem Gate über einen hochohmigen Ableitwiderstand Rg zugeführt werden. Der Widerstand in der Sourceleitung dient zum Einstellen des Arbeitspunktes und stabilisiert gleichzeitig gegen Stromschwankungen (vgl. Bild 6.15 bis 6.17). Die Spannungsverstärkung beträgt Vs = gm * RL, wobei gm die sogenannte Vorwärtssteilheit ist. Sie entspricht dem Vierpolwert j/uj und liegt bei den aktuellen Feldeffekttransistoren im Bereich von 3 bis 6 mA/V. Die Rückwirkungskapazität beträgt nur einige zehntel Pikofarad. Aufgrund dessen können Feldeffekttransistoren bis zu sehr hohen Frequenzen verstärken. Sie werden gerne in den Eingangsstufen des UKW-Teils eingesetzt. In NF-Stufen ist ein Koppelkondensator CI erforderlich, um Gleichspannungen von vorausgehenden Stufen abzukoppeln. Der notwendige Gate-Widerstand Rg bestimmt den Eingangswiderstand der Sourceschaltung. Ähnlich wie die Emitterschaltung stellt die Sourceschaltung eine invertierende Verstärkerstufe dar.

 

8.12 Die Gateschaltung

 

Das Gate liegt als gemeinsame Elektrode wechselspannungsmäßig an der Bezugsleitung. Ähnlich wie bei der Basisschaltung des bipolaren Transistors (Bild 8.02) ergibt sich in dieser Schaltung keine Spannungsverstärkung, sondern eine gute Entkopplung zwischen Eingang und Ausgang. Der Eingangswiderstand wird durch den Laststrom an der Gate-Source-Strecke stark herabgesetzt, so dass trotz des hohen Gatewiderstands ein niederohmiger effektiver Eingangswiderstand rj besteht. Dieses Schaltungsbeispiel bietet auch eine wichtige Anwendungsmöglichkeit für die Verstärkungsregelung in Hochfrequenzstufen. Wie in Bild 6.23 behandelt, kann die Source-Drain-Strecke eines Feldeffekttransistors als steuerbarer Widerstand betrachtet werden. Dieser fiktive Widerstand R§d bildet hier zusammen mit dem ohmschen Widerstand R einen Spannungsteiler. Durch eine größere negative Spannung am Gate wird der Widerstandswert R§d erhöht, was wiederum zu einer Verringerung der Teilspannung uo am Ausgang führt. Dies ist eine elegante und frequenzunabhängige Methode, um zu große Signalspannungen zu reduzieren und Übersteuerungen zu vermeiden [5].

 

8.13 Zwischengateschaltung

 

Die Zwischengateschaltung bietet eine gute Entkopplung zwischen Eingangs- und Ausgangskreis, erzielt jedoch keine Spannungsverstärkung. Im Gegensatz dazu weist die Sourceschaltung eine hohe Spannungsverstärkung auf. Daher wurde die Idee entwickelt, einen Mittelweg zwischen diesen beiden Schaltungen zu wählen und den Erdpunkt bzw. die Bezugsleitung an einer Abzweigung des Eingangskreises anzuschließen. Durch die Wahl des Abzweigungspunktes kann der Eingangswiderstand so dimensioniert werden, dass der Kreis nur geringfügig gedämpft wird, die richtige Bandbreite erhalten bleibt, die Rückwirkung vom Ausgangskreis auf den Eingangskreis minimiert wird und gleichzeitig eine effektive Signalverstärkung erzielt wird.

 

8.14 Drainschaltung

 

Die Drainschaltung, wie sie in Bild 8.14 dargestellt ist, besitzt ähnliche Impedanzwandlereigenschaften wie ein Emitterfolger, jedoch kann der Eingang noch hochohmiger gestaltet werden, insbesondere bei Verwendung von MOS-Transistoren. Aufgrund dieser Eigenschaften wird die Drainschaltung hauptsächlich in der elektronischen Messtechnik eingesetzt, beispielsweise als Eingangsstufe von Oszillografenverstärkern und elektronischen Voltmetern. Diese Anwendungsbereiche erfordern eine hohe Eingangsimpedanz, um die Messungen möglichst wenig zu beeinflussen und genaue Ergebnisse zu liefern. Die Drainschaltung erfüllt diese Anforderungen und ermöglicht präzise Messungen in verschiedenen Anwendungsfeldern.

 

Röhren Grundschaltungen

 

 8.21 Katodenbasisschaltung

 

Die Katodenbasisschaltung findet Anwendung bei Röhrenpentoden. In dieser Schaltung wird der Anodenstrom durch eine kleine Wechselspannung uj am Gitter gesteuert, wodurch eine Spannungsverstärkung von V = S * Rl erreicht wird. S ist dabei die Steilheit der Röhre und Rl der Lastwiderstand. Sowohl der Eingangs- als auch der Ausgangswiderstand der Röhre sind sehr hoch, wodurch eine direkte Anbindung an Schwingungskreise mit hohem Resonanzwiderstand ermöglicht wird. Um die störende Rückwirkungskapazität zu eliminieren, werden spezielle Schaltungsmaßnahmen ergriffen, die als Neutralisation bezeichnet werden. Diese Neutralisationstechniken werden später näher erläutert. Die Katodenbasisschaltung ermöglicht eine effektive Spannungsverstärkung und findet in verschiedenen Anwendungen Verwendung.

 

 

8.22 und 8.23 Gitterbasisschaltung

 

Die Gitterbasisschaltung wurde hauptsächlich für Trioden in UKW-Eingangsstufen verwendet. In Bild 8.22 ist das grundlegende Prinzip dargestellt. Das geerdete Gitter fungiert als Abschirmung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangskreis des Verstärkers. Der Anodenwechselstrom ia fließt auch durch den Eingangskreis. Der Eingangswiderstand dieser Schaltung ist ähnlich wie bei der Basisschaltung eines bipolaren Transistors sehr niedrig und hängt von der Steilheit der Röhre ab. Für eine Triode wie die ECC 85 mit einer Steilheit von S = 6 mA/V beträgt der Eingangswiderstand r1 = 1/S = 167 Ohm. Dieser niedrige Eingangswiderstand sorgt für eine effektive Dämpfung des Eingangskreises und ermöglicht eine breitbandige Abstimmung, die auf die Mitte des UKW-Bandes festgelegt werden kann.

In Bild 8.23 ist die Gitterbasisschaltung in der traditionellen Darstellungsweise gezeigt, wie sie in Röhrenschaltbildern üblich war. Der Widerstand Rk, der in die Kathodenleitung eingefügt ist, erzeugt die erforderliche Gittervorspannung für den Arbeitspunkt der Röhre.

 

8.24 Zwischenbasisschaltung

 

Die Zwischenbasisschaltung entspricht der Zwischengateschaltung (Bild 8.13). Durch die Wahl des Anzapfungspunktes im Eingangskreis kann der Eingangswiderstand so dimensioniert werden, dass der Kreis nur wenig bedämpft wird und die Rückwirkung vom Ausgangs- auf den Eingangskreis gering bleibt. Diese Schaltung wurde häufig in UKW-Eingangsstufen verwendet.

 

8.25 Anodenbasisschaltung = Katodenverstärker

 

Ähnlich wie bei der Kollektorschaltung (Bild 8.04) ist der Eingangswiderstand zwischen den Punkten 1 und 2 sehr hoch, nämlich gleich dem Wert des hochohmigen Gitterableitwiderstands Rg. Der Ausgangswiderstand hingegen ist geringer als der Katodenwiderstand Rk, da der dynamische Innenwiderstand rpk der Röhre parallel dazu liegt. Die Spannungsverstärkung ist etwas kleiner als 1. Diese Schaltung eignet sich als Impedanzwandler, um eine Anpassung an niederohmige Verbraucher zu ermöglichen.

 

Verstärkungskennlinienfelder

 

8.31 Verstärkung eines aktiven Vierpols im Steuerspannungsdiagramm

 

Sowohl bei Transistoren als auch bei Röhren ergibt sich im Wesentlichen ein ähnlicher Verlauf der Kennlinie, wenn der Ausgangsstrom in Abhängigkeit von der Steuerspannung betrachtet wird. Man kann den linken Teil von Bild 6.25 für den Feldeffekttransistor, sowie die Bilder 7.17 und 7.19 für die Röhre vergleichen. Auch Bild 6.04 für den Basisstrom des Transistors kann herangezogen werden, denn der Kollektorstrom Ic hat einen ähnlichen Verlauf, ist jedoch um den Faktor B größer.

Der Arbeitspunkt P eines Verstärkers wird durch einen Vorwiderstand, einen Spannungsteiler oder eine andere Spannungsquelle auf den annähernd geraden Teil der Kennlinie festgelegt. Im Bild sind die Verhältnisse für einen npn-Transistor dargestellt. Wenn man der Basisvorspannung Ube eine Steuerwechselspannung uj überlagert, ändert sich der Kollektorstrom um den Wert I'2. Der mittlere Kollektorstrom Ic wird dann durch den Wechselstrom I'2 überlagert. Dies führt zu einer Wechselspannung U2 = I'2 * Rl am Lastwiderstand Rl.

 

8.32 Phasenlage der Kollektorspannung bei der Emitterschaltung

 

Wie bereits erwähnt, fungiert die Emitterschaltung als ein invertierender Verstärker. Wenn eine positiv gerichtete Eingangsspannungshalbwelle ui anliegt, erzeugt dies eine positiv gerichtete Kollektorstromhalbwelle +ig. Währenddessen sinkt die Spannung am Kollektor auf -ug ab. Die Eingangsspannung uj und die Ausgangsspannung ug sind um 180° phasenverschoben. Dabei handelt es sich um eine Invertierung (Umkehrung) und nicht um eine Phasenverschiebung.

 

8.33 Verstärkungsvorgang im Ausgangskennlinienfeld

 

Durch Verwendung der Arbeitskennlinie für den Lastwiderstand Rl kann der Verstärkungsvorgang mit den Strom- und Spannungswerten veranschaulicht werden. Der Arbeitspunkt A liegt am Schnittpunkt der Kollektor-Gleichspannung mit der Kennlinie für den gewählten Basisstrom bzw. die Basisvorspannung oder Gatevorspannung. Der Punkt P definiert die Steigung der Arbeitskennlinie für den gewählten Lastwiderstand.

Die Wechselspannung (0 - 1 - 2 - 3 - 4) am Steueranschluss lässt die Spannung zwischen den Punkten B und C schwanken. Dadurch ergeben sich in dieser Darstellung gleichzeitig die Wechselströme und -spannungen (0 - 1 - 2 - 3 - 4) am Kollektor. Aufgrund der Überlagerung von Gleich- und Wechselspannungen entstehen am Kollektor Spannungsspitzen, die nahezu die Höhe der Betriebsgleichspannung erreichen. Das Kennlinienfeld sollte jedoch nur bis zu dem Punkt gesteuert werden, an dem beide Halbwellen gleich groß bleiben. Unterschiede in Form und Größe der Halbwellen führen zu Verzerrungen.

 

8.34 Gleich- und Wechselstromleistung im Kennlinienfeld

 

Die Dauerverlustleistung Pt im Transistor ergibt sich aus der Kollektorgleichspannung Uc und dem Kollektorgleichstrom Ic und wird durch die Fläche des senkrecht schraffierten Rechtecks dargestellt. Die Leistung darf den Wert Pmax, der durch die Leistungshyperbel bestimmt ist, nicht überschreiten. Die maximale Wechselstrom- oder Sprechleistung P wird durch das Dreieck FDA repräsentiert. Die Seite AD entspricht dem Wert io max und die Seite FA dem Wert uo max. Die Leistung wird durch die Effektivwerte P = u2eff * i2eff bestimmt.

Um die günstigste Sprechleistung bei minimalen Verzerrungen zu erhalten, sollte das Verhältnis des Lastwiderstands Rl zum Innenwiderstand Rj der Arbeitskennlinie eine bestimmte Steigung aufweisen. Dies kann anhand des Diagramms abgeschätzt werden, indem man prüft, ob von der Arbeitskennlinie ausgehend gleichlange Abschnitte von den Kurven für Ire und Ure abgeschnitten werden.

 

Mehrstufige Verstärkerschaltungen

 

 

 

8.41 bis 8.44 Die Darlington-Schaltung

 

Bei der Darlington-Schaltung (siehe Bild 8.41) werden zwei Transistorsysteme gleicher Zonenfolge hintereinander geschaltet, wobei der Emitter des ersten Systems die Basis des zweiten Systems steuert und die Kollektoranschlüsse miteinander verbunden sind. Dadurch entsteht ein aktives Verstärkerelement. Die drei Anschlüsse können als Basis, Emitter und Kollektor eines einzigen Transistorsystems betrachtet werden. Der innere Eingangswiderstand reb wirkt dabei als Emitterwiderstand des ersten Transistors und arbeitet somit als Emitterfolger mit hohem Eingangswiderstand, hoher Stromverstärkung und niedrigem Ausgangswiderstand. Dies ermöglicht eine gute Anpassung an die Basis-Emitter-Strecke des zweiten Systems. Ein Signal, das über Transistor 1 eingespeist wird, wird im zweiten System weiter verstärkt. Die Gesamtverstärkung ergibt sich zu ^gcs = ß1 • ß2. Somit erhält man eine Darlington-Schaltung mit hohem Eingangswiderstand und hoher Stromverstärkung. Das zweite System kann dabei als Leistungsverstärker ausgeführt werden.

Darlington-Verstärker lassen sich gut als integrierte Schaltungen auf einem einzigen Siliziumplättchen realisieren. Dabei kann auch der Spannungsteiler zur Erzeugung der internen Basisvorspannung integriert werden, wie in Bild 8.42 für einen pnp-Darlington-Leistungstransistor von Motorola gezeigt wird. Bild 8.43 stellt den komplementären npn-Typ dazu dar. In integrierten Schaltungen werden die Kreise um die Transistorsymbole oft weggelassen.

Es ist auch möglich, die Basisvorspannung für das zweite System durch eine in Durchlassrichtung gepolte Diode zu erzeugen, wie in Bild 8.44 dargestellt. Da sich die Diode im gleichen Siliziumplättchen befindet und somit engen thermischen Kontakt zum System T2 hat, wirkt sie gemäß Bild 6.17 und verhindert ein unzulässiges Ansteigen des Kollektorstroms von T2 bei Temperaturanstieg. Es sei daran erinnert, dass mit steigender Temperatur die Durchflussspannung einer Diode zunimmt und eine höhere Vorspannung im Basiskreis den Kollektorstrom verringert.

 

8.45 Dreistufiger Darlington-Verstärker

 

Das Kaskadenprinzip des Darlington-Verstärkers kann auch auf mehr als zwei Transistorsysteme erweitert werden. In Bild 8.45 wird die Kombination mit einem pnp-System im Eingang und zwei darauf folgenden npn-Systemen dargestellt. Die Gesamtstromverstärkung dieses Bausteins beträgt: ß = ß1 • (1 + ß2) • (1 + ß3)

 

Differenzverstärker

 

8.51 Prinzip des Differenzverstärkers

 

Der Differenzverstärker basiert auf einer Brückenschaltung mit zwei Transistoren. Diese Anordnung war bereits als Operationsverstärker in der Messtechnik bekannt. Mit dem Aufkommen von integrierten Schaltungen fand der Differenzverstärker aufgrund seiner Vorteile auch in der Unterhaltungselektronik Anwendung und wurde vom Niederfrequenz- bis zum Hochfrequenzbereich eingesetzt.

Der Differenzverstärker besteht aus zwei Transistoren, die in einer Brückenschaltung angeordnet sind. Wenn beide Transistoren genau die gleichen Eigenschaften haben und die Widerstände exakt gleiche Werte aufweisen (was bei integrierten Schaltungen leicht zu erreichen ist), befindet sich die Brücke im Gleichgewicht und die Ausgangsspannung uo ist null. Wenn ein Wechselspannungssignal an den sogenannten Differenzeingang angelegt wird, erhalten die Steuerstrecken der beiden Transistoren Spannungen gleicher Amplitude, aber mit entgegengesetzter Phasenlage. Dadurch ändern sich auch die Ströme durch die Kollektorwiderstände der Transistoren in entgegengesetzter Richtung und es entsteht eine verstärkte Spannung uo zwischen den Ausgangsklemmen.

Wenn den Eingangsklemmen jedoch ein Gleichtaktsignal zugeführt wird, werden beide Transistoren in dieselbe Richtung gesteuert und die Spannung ug in der Brückendiagonale bleibt null. Dies wird als Gleichtaktunterdrückung bezeichnet. Solche Gleichtaktsignale können beispielsweise Spannungsschwankungen der Versorgungsleitung oder Netzbrummen sein. Ein Gleichtaktsignal kann jedoch auch entstehen, wenn beide Transistorsysteme gleichmäßig erwärmt werden und sich dadurch ihre Kollektorströme verändern. In diesem Fall ändert sich die Ausgangsspannung uo nicht, insbesondere wenn beide Systeme eng beieinander liegen und gut thermisch gekoppelt sind, sodass sie immer dieselbe Temperatur aufweisen. Dies ist bei integrierten Schaltungen der Fall, bei denen sich alle Systeme auf einem einzigen Siliziumplättchen befinden. Der integrierte Differenzverstärker ist daher sehr temperaturstabil und weist eine geringe Temperaturdrift auf.

Für die Funktion des Differenzverstärkers ist der gemeinsame Emitterwiderstand Ree von großer Bedeutung. Ein Emitterwiderstand hat generell eine stabilisierende Wirkung, wie in Bild 6.15 dargestellt. Beim Differenzverstärker gilt dies besonders. Wenn aufgrund eines Gleichtaktsignals der Gesamtstrom durch den Emitterwiderstand Ree steigt, ändert sich die Basisspannung UßE für beide Transistoren so, dass der Stromanstieg gedrosselt wird. Bei Gegentaktsignalen am Differenzeingang wird hingegen der Strom durch einen Transistor in gleichem Maße verringert, wie der Strom im anderen Transistor ansteigt. Der Strom durch den Emitterwiderstand bleibt konstant, selbst wenn die Gegentaktsignalspannung erh

öht wird. Der Emitterwiderstand beeinträchtigt also nicht die Verstärkung, sondern trägt zur Stabilisierung bei. Es ist sogar wünschenswert, den Strom zusätzlich zu stabilisieren, um die Gesamtverstärkung noch stabiler zu machen.

Im Bild sind zwei Versorgungsspannungen Uß und -Uß angegeben. Diese können auch durch eine einzige Spannungsquelle mit einem ohmschen Spannungsteiler ersetzt werden, wobei der Masseabgriff angeschlossen wird.

 

8.52 Emitterstromstabilisierung

 

Eine konstante Stromquelle wird erreicht, indem die Basisvorspannung eines Transistors durch den Spannungsabfall an einer Diode erzeugt wird, wie bereits in Bild 6.17 erläutert. Die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors fungiert dann als Konstantstromquelle. Dadurch bleibt die Summe der beiden Emitterströme der Transistoren 1 und 2 konstant. Dies führt zu einer guten Unterdrückung von Gleichtaktsignalen und insgesamt zu einer stabilen Spannungsverteilung. Dies ist auch vorteilhaft, wenn weitere Stufen in Gleichstromkopplung angeschlossen werden oder wenn die Schaltung mit unterschiedlichen Versorgungsspannungen arbeiten soll. Der Spannungsabfall an der Diode, der bei Erwärmung kleiner wird, bewirkt außerdem eine willkommene Temperaturkompensation. Besonders bei integrierten Schaltungen, bei denen sich die Diode auf demselben Substrat wie die Transistoren befindet und sich daher in gleicher Weise erwärmt, ist dies von Vorteil.

Die Konstantstromschaltung mit dem Transistor T3 kann auch als Basisschaltung nach Bild 8.02 betrachtet werden. Dies bedeutet, dass dieser Konstantstromquelle ein großer differentieller Innenwiderstand zugeschrieben wird. Dadurch wird der Signalspannung ein großer gemeinsamer Emitterwiderstand vorgegaukelt, was eine gute stabilisierende Wirkung hat. Gleichzeitig ist der Gleichstromwiderstand gering, da der Widerstand Rg und die Emitter-Kollektor-Strecke niederohmig sind und somit nur wenig Betriebsspannung in diesem Teil der Schaltung verloren geht.

 

 

8.53 und 8.54 Differenzverstärker mit einstellbarer Verstärkung

 

Ein weiteres Merkmal des Differenzverstärkers ist die Möglichkeit, die Verstärkung einzustellen. Wenn der Transistor T3 keine feste Basisvorspannung erhält, sondern eine veränderliche, wie in Bild 8.53 gezeigt, kann dadurch der Emitterstrom von T3 und damit auch die Summe der Emitterströme von T1 und T2 verändert werden. Da der Verstärkungsfaktor ß eines Transistors, wie in Bild 6.06 gezeigt, von der Höhe des Emitter- bzw. Kollektorstroms abhängt, wird durch eine Reduzierung des Stroms durch Transistor 3 mithilfe einer Regelspannung auch die Verstärkung der Transistoren T1 und T2 verringert. Dies wird in Hochfrequenzverstärkerschaltungen genutzt, um bei starken Sendern automatisch die Verstärkung herabzusetzen und Übersteuerungen zu verhindern.

Wenn zusätzlich zu den Emitterleitungen der Transistoren T1 und T2 jeweils ein Widerstand eingefügt wird, wird die Brückenschaltung noch besser symmetriert und der Aussteuerbereich erweitert. Diese Widerstände müssen jedoch von einem Kondensator für Wechselspannung überbrückt werden, da sie sonst der gewünschten Verstärkung entgegenwirken würden, da sich in diesen Zweigen die Ströme nicht mehr gegenseitig aufheben.

Bild 8.54 zeigt die Übertragungscharakteristik der Schaltung. Es wird angenommen, dass nur eine Spannung uE an der Basis des Transistors 1 gesteuert wird. Obwohl sich nur die Spannungsverteilung an den beiden linken Brückenzweigen ändert, bewirkt dies auch eine Änderung der Ausgangsspannung U2. Die Kurve 1 gilt für den Fall, dass der Regeltransistor T3 den vollen Strom führt. Die Spannung U2 ist für kleine Werte proportional zur Eingangsspannung uj. Dieser lineare Arbeitsbereich ist scharf begrenzt, wenn die Brückentransistoren in den Sperr- bzw. Sättigungsbereich gesteuert werden, d.h. übersteuert werden.

Wenn die eigentliche Brückenspeisegleichspannung reduziert wird, indem der Strom durch den Transistor T3 verringert wird, ergibt sich die Kurve 2 in Bild 8.54. Dies ist leicht verständlich, da bei einer Widerstandsbrücke mit einer geringeren Speisespannung auch die Spannungsänderungen in der Diagonale geringer sein müssen.

 

 8.55 Differenzverstärker mit unsymmetrischem Eingang

 

In der Rundfunkempfängertechnik werden in der Regel einseitig geerdete Signalspannungen verwendet. Eine solche Art der Eingangsspannung bei einem Differenzverstärker wird bereits in Bild 8.53 vorausgesetzt. In dieser Konfiguration wird das Basisanschluss des zweiten Transistors wechselspannungsmäßig an den gemeinsamen Bezugspunkt gelegt. Die erforderliche Basisvorspannung UBE für beide Transistoren wird über den gemeinsamen Emitterwiderstand Ree zugeführt. Wenn relativ große Eingangsspannungssignale verarbeitet werden sollen, wie es bei NF-Stufen der Fall ist, wird oft ein Vorwiderstand Ri in die Basisleitung eingefügt. Ein solcher Widerstand macht den Eingangskreis unabhängiger vom Durchlasswiderstand der Basis-Emitter-Diode. Um die Symmetrie des Verstärkers zu gewährleisten, wird ein weiterer Widerstand R2 in die Basisleitung des Transistors T2 eingefügt und für Wechselspannungen durch einen Kondensator überbrückt.

 

8.56 Verstärker mit unsymmetrischem Ausgang

 

Die hier dargestellte Schaltung wird oft auch als Differenzverstärker bezeichnet, obwohl sie eine völlig andere Funktion hat. Der Kollektor des Transistors T1 ist direkt mit der Betriebsspannung verbunden und es wird nur am Kollektor des Transistors T2 eine unsymmetrische Ausgangsspannung abgenommen. Transistor 1 arbeitet hier als Emitterfolger oder Kollektorschaltung (siehe Abbildung 8.04) mit dem Lastwiderstand Rl1. Ein Emitterfolger hat bekanntlich einen hochohmigen Eingang, was hier vorteilhaft ist, um eine Anpassung an vorherige Stufen zu ermöglichen. Die Signalspannung an Rl1 steuert dann den Transistor T2, der in Basisschaltung (siehe Abbildung 8.02) arbeitet. Der niedrige Eingangswiderstand der Basisschaltung ist also günstig mit dem Lastwiderstand Rl1 verbunden. Die verstärkte Ausgangsspannung ug kann dann am Kollektorwiderstand Rl2 dieses Transistors abgenommen werden.

Die Gemeinsamkeit mit dem Differenzverstärker liegt in der Art der Stromversorgung. Auch hier stabilisiert der gemeinsame Emitterwiderstand Rl1 (entspricht Ree in den vorherigen Abbildungen) die Schaltung gegen Temperaturänderungen und Schwankungen der Speisespannung.

 

8.57 Hochfrequenzverstärker

 

Die vorhergehende Schaltung (siehe Abbildung 8.53) kann zu einer Hochfrequenz-Verstärkerstufe mit automatischer Verstärkungsregelung kombiniert werden, wie in der Abbildung dargestellt. Mit einer Regelspannung Uri an der Basis des Transistors T3 kann die Verstärkung beeinflusst werden. Alternativ kann Transistor T3 mit einer festen Vorspannung als hochohmiger Emitter- oder Gegenkopplungswiderstand betrieben werden und die Basis des Transistors T2 mit einer Regelspannung Urq gesteuert werden. In diesem Fall fungiert die Anordnung als Differenzverstärker. Wenn der Emitterstrom und damit die Verstärkung des Systems T2 verringert wird, erhöht sich der Emitterstrom von T1 um den gleichen Betrag. Dies wird als Stromverteilungsregelung bezeichnet.

Es ist auch möglich, anstelle einer Regelgleichspannung Uri die Basis des Transistorsystems T3 mit einer Wechselspannung zu steuern. Dies führt zu einer Multiplizierschaltung nach dem Prinzip in Abbildung 2.31. Diese Anordnung wird in Superheterodynempfängern als Multiplikator-Mischschaltung zur Mischung der Eingangsfrequenz fc mit der Oszillatorfrequenz f0 verwendet. Im Wesentlichen handelt es sich um eine Modulationsschaltung. Sie erzeugt neben den Grundfrequenzen auch die Summenfrequenz f0 + fc und die Differenzfrequenz f0 - fc bzw. einen amplitudenmodulierten Träger mit Seitenbändern.

Die gleiche Anordnung kann auch zur Demodulation verwendet werden und wird dann als Produktdetektor bezeichnet.

 

8.58 Differenzverstärkerstufen in integrierten Schaltungen

 

Wie bereits erwähnt, spielt der zusätzliche Aufwand an Transistorsystemen in integrierten Schaltungen preislich kaum eine Rolle. Durch die gleichzeitige Herstellung der Systeme auf einem gemeinsamen Halbleiterplättchen erhält man eine gute Symmetrie und bessere Eigenschaften im Vergleich zu Einzeltransistoren. In der Unterhaltungselektronik arbeiten daher die meisten integrierten Schaltungen mit Transistorpaaren für Differenzverstärkerstufen oder deren Varianten gemäß Abbildung 8.56 und 8.57. Dabei werden die nachfolgenden Stufen direkt an die vorhergehenden Stufen gekoppelt, und gegebenenfalls sorgen in Durchlassrichtung betriebene Diodenketten für die richtigen Gleichspannungspegel und Basisvorspannungen. Das Bild zeigt die interne Schaltung des Bausteins TAA 201. Es handelt sich um einen Differenzverstärker, dessen Brückentransistoren bereits durch Darlington-Verstärker mit hoher Verstärkung gebildet werden. Der gemeinsame Emitterstrom beider Zweige wird durch das System T5 über den Anschluss R geregelt oder stabilisiert. Die einzelnen Emitterwiderstände gleichen eventuelle Rest-Unsymmetrien aus. Die Schaltung kann symmetrisch oder unsymmetrisch am Eingang gesteuert werden, während der Ausgang symmetrisch herausgeführt wird.

 

8.59 Auskopplung über einen Einzeltransistor

 

In diesem Ausschnitt aus der integrierten Schaltung TAA 300 wird gezeigt, wie die Diagonalspannung der Brücke dem Steuer- bzw. Basiskreis des Transistors T3 zugeführt wird. Von dort aus setzt sich der Übertragungsweg über hier zur Vereinfachung weggelassene Darlingtonstufen unsymmetrisch fort. Die für den Basiskreis erforderliche Vorspannung wird durch eine integrierte, in Durchlassrichtung betriebene Diodenstrecke stabilisiert.

 

Gegentaktverstärker 

 

8.61 Gegentaktprinzip

 

Der Rundfunktechniker kennt das Gegentaktprinzip schon seit langem, obwohl es unter einem anderen Namen bekannt ist. Um größere Ausgangsleistungen bei gutem Wirkungsgrad und geringen Verzerrungen zu erzielen, werden zwei Transistoren zusammen mit den Teilwicklungen wl, w2 eines Ausgangsübertragers AÜ in einer Brückenschaltung angeordnet. Die Transistoren werden über einen Eingangsübertrager EÜ an den Basisanschlüssen gegenphasig gesteuert. Ein gemeinsamer Emitterwiderstand Ree sorgt dabei für Stabilität. Die Arbeitspunkte der Transistoren werden durch die Widerstände Rj und R2 eingestellt. Diese erzeugen gleichzeitig eine Gegenkopplung, die Verzerrungen reduziert (wird im nächsten Kapitel behandelt). Die verstärkte Wechselspannung erscheint zwischen den beiden Kollektoren. Der Ausgangswiderstand der Gegentaktstufe wird an die Impedanz des Lautsprechers angepasst.

 

 

8.62 und 8.63 Der B-Betrieb

 

Wenn die beiden Transistoren einer Gegentakt-Endstufe mit dem Arbeitspunkt in der Mitte der Kennlinie betrieben würden, wie in Bild 8.33 gezeigt, würde dies nicht viel bringen. Jeder Transistor könnte nur so weit ausgesteuert werden wie im Einzeltaktbetrieb. Außerdem würde ein konstanter Ruhestrom fließen, selbst wenn kein oder nur ein geringes Eingangssignal vorhanden ist. Dies würde zu einem kontinuierlichen Verbrauch der Dauerverlustleistung Pq führen, wie in Bild 8.34 dargestellt.

Daher legt man bei Gegentakt-Endstufen die Arbeitspunkte der Transistoren in den unteren Teil der Kennlinie. Die Kennlinienfelder setzen sich dann gemäß Bild 8.62a zusammen. Die Arbeitskennlinie für den gemeinsamen Arbeitswiderstand Rcc zwischen den beiden Kollektoren verläuft durch den Arbeitspunkt in diesem Fall, der dem Anpassungswiderstand des Übertragers AÜ entspricht. Von diesem tiefliegenden Arbeitspunkt mit seinem geringen Ruhestrom aus kann man nun fast doppelt so hohe Ströme und Spannungen aussteuern. Jeder Transistor verstärkt dabei nur eine der beiden Halbwellen, wie in der schematischen Darstellung in Bild 8.62b gezeigt. Diese Halbwellen werden im Ausgangsübertrager wieder zur vollständigen Wechselstromkurve kombiniert. Bei voller Aussteuerung steigt der mittlere Stromverbrauch zwar an, aber die Transistoren werden über längere Zeiträume hinweg viel weniger belastet als im Einzeltaktbetrieb. Dieser Betriebsmodus mit dem tiefliegenden Arbeitspunkt wird als B-Betrieb bezeichnet, und es gibt verschiedene Steuerspannungsdarstellungen, wie in Bild 8.63a bis c gezeigt:

- A-Betrieb: Der Arbeitspunkt liegt etwa in der Mitte des geradlinigen Teils der Kennlinie. Dies ist bei Einzeltakt-Endstufen erforderlich (siehe auch Bild 8.31).
- B-Betrieb: Der Arbeitspunkt liegt im Bereich des Kennlinienknicks. Hier kann eine hohe Aussteuerung erreicht werden.
- AB-Betrieb: Der Arbeitspunkt liegt zwischen A- und B-Betrieb.
- C-Betrieb: Der Arbeitspunkt liegt links vom Kennlinienknick. Der Ruhestrom ist vollständig unterdrückt und wird nur bei Senderverstärkern verwendet.

 

 8.64 Die Serien-Gegentaktschaltung

 

In der Transistortechnik strebt man danach, die Verwendung von großen Ausgangsübertragern zu reduzieren, da sie einen hohen Material- und Arbeitsaufwand erfordern. In der Röhrentechnik waren sie erforderlich, um die niedrigen Lautsprecherwiderstände von 4...8 Ω an die hohen Innenwiderstände der Röhren von 5000 Ω anzupassen. Die Transistortechnik bietet jedoch bessere Möglichkeiten, da sie von Natur aus niedrige Innenwiderstände aufweist. Darüber hinaus kann die Ausgangsimpedanz durch die Verwendung einer sogenannten Serien-Gegentaktschaltung weiter reduziert werden. Bei dieser Art von Transistor-Endstufen können Lautsprecher mit den üblichen Impedanzen verwendet werden.

Im Prinzip werden die beiden Transistoren in einer Serien-Gegentaktschaltung ähnlich wie bei einem übertragergekoppelten Gegentaktverstärker gesteuert. Sie arbeiten im B-Betrieb, wobei jede Halbwelle einen entsprechenden Kollektorstrom verursacht. Die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren sind jedoch nicht wie in Bild 8.61 gegeneinander geschaltet, sondern sie liegen in Serie für die Betriebsspannung UG. Jeder Transistor erhält daher im Ruhezustand die halbe Betriebsspannung. Im Wechselstrombetrieb liegen jedoch die dynamischen Innenwiderstände der beiden Transistoren parallel.

Der Kollektor des Transistors T1 und der Emitter des Transistors T2 sind über die Batterie miteinander verbunden und liegen beide wechselspannungsmäßig an Masse, also im kalten Zustand. Der Emitter des Transistors T1 und der Kollektor des Transistors T2 sind direkt verbunden. Hier bildet sich die Wechselspannung gegen Masse aus, was als der heiße Punkt bezeichnet wird. Der jeweilige Kollektorstrom i'C1 bzw. i'C2 während der steuernden Halbwelle fließt stets über den Kondensator C und die Lautsprecherspule. Die Schwingungen kombinieren sich, wie in Bild 8.62 gezeigt, zum Gesamtstrom durch den Lautsprecher. Der Kondensator C hat dabei eine besondere Funktion. Während der einen Halbwelle, in der der Transistor T2 durchgesteuert ist, wird er durch den Strom i'C1 aufgeladen. Während der Aussteuerung des Transistors T1 liefert die gespeicherte Energie des Kondensators allein den Strom i'C2. Die Kapazität C muss daher ausreichend groß sein, um auch bei niedrigen Frequenzen mit langen Entladezeiten ausreichend Energie zu speichern. Übliche Werte liegen im Bereich von 500 bis 1000 μF.

 

 8.65 Phasenumkehrstufe statt Eingangsübertrager

 

In der Schaltung 8.64 wurde der Ausgangsübertrager vermieden, und nun soll auch der Eingangsübertrager eingespart werden, der die gegenphasigen Steuerspannungen liefern soll. Dafür eignet sich die Phasenumkehrstufe, die bereits in Bild 8.07 behandelt wurde. Bei dieser Stufe werden die gegenphasigen Spannungen am Emitter und Kollektor abgegriffen. Diese Treiberstufe trägt nicht zur Gesamtverstärkung bei, daher wird eine weitere Vorstufe mit dem Transistor T1 benötigt. Bild 8.65 zeigt das Prinzip der Gesamtschaltung. Endstufen dieser Art werden als übertragerlose oder eisenlose Endstufen bezeichnet.

 

 

 8.66 und 8.67 Übertragerlose Endstufe mit Komplementärtransistoren

 

Die spezielle Phasenumkehrstufe kann eingespart werden, indem man für die Gegentakt-Ausgangsstufe ein Paar Komplementärtransistoren gemäß Bild 8.66 verwendet. Diese Transistoren können direkt von einem Treibertransistor im A-Betrieb gesteuert werden, der als Emitterverstärker arbeitet und eine hohe Ausgangs- oder Steuerspannung für die Endstufe liefert. Diese Schaltung ist einfach und kostengünstig. Die Dauerverlustleistung ist aufgrund des B-Betriebs gering, was besonders für batteriebetriebene Geräte wichtig ist. Der Lautsprecher sollte über einen Kondensator mit ausreichend großer Kapazität gekoppelt werden, wie in den vorherigen Bildern gezeigt. Wenn der Kondensator vermieden werden soll und der Mehraufwand für zwei Netzteile akzeptabel ist, kann der Lautsprecher gemäß Bild 8.67 direkt am Mittelpunkt angeschlossen werden. In diesem Fall müssen die Ruheströme der Endtransistoren sorgfältig symmetriert werden, um sicherzustellen, dass die Mittelpunktspannung Uin das gleiche Potential wie der Nullpunkt des Netzteils hat. Andernfalls würde ein Gleichstrom durch die Lautsprecherspule fließen, was zu ständiger Auslenkung und Verzerrungen führen würde.

Verstärker, die nach dem Prinzip von Bild 8.66 und 8.67 arbeiten und Komplementärtransistoren verwenden, werden als Komplementär-Endstufen bezeichnet. Der Verzicht auf die Phasenumkehrstufe vereinfacht die Schaltung, aber es ergeben sich Herausforderungen bei Ausgangsleistungen über 20 W. Die Treiberstufe muss dann bereits erhebliche Leistungen liefern, was einen hohen Ruhestrom im A-Betrieb erfordert. Darüber hinaus ist es schwierig, exakt symmetrische Komplementärtransistoren für hohe Verlustleistungen zu realisieren, da sie in verschiedenen Herstellungsprozessen gefertigt werden. Die Kennlinien stimmen daher nicht so gut überein wie bei Transistoren desselben Typs aus derselben Fertigungsserie. Die Komplementär-Endstufe mit Treibertransistor wird daher hauptsächlich für kleine bis mittlere Leistungen eingesetzt.

 

8.68 Die quasikomplementäre Endstufe

 

Die Erkenntnis lautet: Für sehr hohe Leistungen sollte die Treiberstufe bereits im B-Betrieb arbeiten, und in der Endstufe sollten Transistoren desselben Typs verwendet werden. Daraus ergibt sich das Prinzip der quasikomplementären Endstufe. Die beiden Endtransistoren, die nun vom npn-Typ sind, müssen von einer komplementären Treiberstufe gesteuert werden, um im B-Betrieb betrieben zu werden und den Stromverbrauch gering zu halten.

Die Transistorpaare T2 - T4 und T3 - T5 bilden jeweils einen Darlington-Verstärker mit direkter Kopplung und niedriger Ausgangsimpedanz. Die Mittelpunktspannung Um muss auch hier durch eine symmetrische Einstellung der Ruheströme auf Nullpotential gebracht werden.

 

8.69 Vorspannungserzeugung durch Dioden

 

Um die Mittelpunktspannung Um und das gesamte System der vier Transistoren T2 bis T5 gleichspannungsmäßig zu stabilisieren, müssen die Vorspannungen der beiden Treibertransistoren T2 und T3 elektronisch fixiert werden. Eine einfache Möglichkeit besteht darin, Dioden zwischen den Basisanschlüssen A und B der beiden Komplementärtransistoren zu verwenden. Die Dioden arbeiten in Durchlassrichtung und haben eine Schleusenspannung von etwa 0,7 V, die die gewünschte Vorspannung erzeugt. Für Wechselspannungen spielt der niedrige differentielle Widerstand rp der Dioden eine entscheidende Rolle. Dadurch wird Transistor T2 praktisch von derselben Signalspannung gesteuert, die vom Treibertransistor T1 kommt. Falls höhere Vorspannungen erforderlich sind, können drei oder mehr Dioden oder Diodentypen mit einer höheren Schleusenspannung verwendet werden.

 

8.70 Vorspannungserzeugung durch einen Transistor

 

Eine noch bessere Möglichkeit zur Erzeugung der benötigten Vorspannung bietet der Transistor T4, indem das Verhältnis des Spannungsteilers R1 : R2 entsprechend gewählt wird. In dieser Konfiguration fungiert der Transistor lediglich als elektronischer Stellwiderstand und wird ebenfalls in Durchlassrichtung betrieben. Für die Steuerwechselspannung stellt er daher keinen signifikanten Widerstand dar. Beide Ansätze, ob mit Dioden oder mit einem Transistor, sind in den Industrieschaltungen von quasikomplementären Gegentaktstufen zu finden, die in NF-Leistungsverstärkern verwendet werden.

Bei der Entwicklung von NF-Leistungsverstärkern stehen hauptsächlich zwei Anforderungen im Vordergrund:
1. Vermeidung kostenintensiver Übertrager (eisenlose Endstufen).
2. Einsparung von Kopplungskondensatoren und Übertragern, um einen linearen Frequenzgang mit geringen Klirrfaktoren zu erreichen und Störungen durch Phasendrehungen zu vermeiden.

Aus diesen Aspekten haben sich grundlegende Schaltungskonzepte für Endstufen entwickelt. Die Serien-Gegentakt- oder Antiparallelschaltung im B-Betrieb wird verwendet. Durch die parallele Anordnung der dynamischen Innenwiderstände der Ausgangstransistoren entsteht ein sehr niedriger Innenwiderstand, der eine Anpassung an Lautsprecher mit Lastwiderständen von 4...8 Ohm ohne Übertrager ermöglicht.

Im B-Betrieb ist der Ruhestrom niedrig und der Stromverbrauch steigt erst bei Aussteuerung an. Die Serien-Gegentakt- oder Antiparallelschaltung von zwei gleichen gekrümmten Kennlinienfeldern linearisiert die Gesamtkennlinie weitgehend und ermöglicht auch im B-Betrieb eine geringe Verzerrung.

 

9. Rückkopplung und Regelungstechnik

 

9.01 Verstärken einer Hf-Spannung

 

Dem Eingang eines aktiven Vierpols werde eine kleine Wechselspannung von der Frequenz f zugeführt. Als Ausgangsbelastung diene ein auf die gleiche Frequenz abgestimmter Schwingkreis. Die im Vierpol verstärkte Wechselspannung bewirkt dann eine vielfach größere Spannung am Ausgangskreis. Ist die Spannungsverstärkung zum Beispiel 40fach, so ergeben 0,1 V Eingangswechselspannung 4 V Ausgangswechselspannung.

 

9.02 Prinzip der Mitkopplung

 

Wird ein Teil der Ausgangswechselspannung über eine Spulenkopplung M auf den Eingangskreis "rückgeführt", so addiert sie sich bei gleicher Phasenlage zu der ursprünglich dort vorhandenen Spannung. Die nun erhöhte Eingangswechselspannung uj + Up vergrößert aber auch wieder die Ausgangswechselspannung. Dadurch wird über die Kopplung M nochmals die Eingangswechselspannung größer.

 

9.03 Schwingungserzeugung

 

Ist die Kopplung M genügend fest und somit der Koppelfaktor k groß, dann braucht zum Anstoßen dieses Vorganges überhaupt keine Spannung von außen zugeführt zu werden. Jede kleinste Spannungsänderung am Eingang des Verstärkervierpols durch Schaltstöße oder Stromrauschen ergibt einen verstärkten Stromstoß im Ausgangskreis. Dadurch wird der Kreis zu Schwingungen in seiner Eigenfrequenz angestoßen. Ein Teil der Spannung wird auf den Eingangskreis rückgeführt und im Vierpol verstärkt. Er ergibt dann die zum Aufschaukeln und Aufrechterhalten der Schwingung erforderliche Energie. Diese "Selbsterregungs"- oder Oszillatorschaltung dient in fast allen Fällen zum Erzeugen von Hf-Schwingungen.

Der Koppelfaktor k ist also das Verhältnis von Ausgangsspannung zu rückgeführter Spannung, früher Rückkopplungsfaktor genannt. Um die Schwingungen anzufachen und aufrechtzuerhalten, muss k gleich oder größer als die Spannungsverstärkung V des Vierpols sein: 1/k = V.

Außerdem gilt folgende Überlegung: Nach Bild 9.02 muss die zum Eingang zurückgeführte Spannung so gepolt sein, dass sie nach der Verstärkung im Vierpol und nach der Übertragung vom Schwingkreis auf die Koppelwicklung wieder die gleiche Richtung wie die Eingangsspannung hat. Der Phasenwinkel von der Eingangsklemme 1 bis zur Klemme 3 des LC-Netzwerkes muss also bei aufgetrennter Rückführungsleitung betragen. Bei Emitterverstärkern oder bei Röhren in Katodenbasisschaltung findet von der steuernden Eingangsklemme 1 zur Ausgangsklemme 3 eine Invertierung oder Phasenumkehr von φ1 = 180° statt. Daher muss das passive Rückführungsnetzwerk ebenfalls eine Phasenumkehr von φ2 - 180° bewirken, damit die erforderliche Gesamtphasenlage φges = 0° wiederhergestellt ist. Diese Phasenbedingung φ2 = 180° für das LC-Netzwerk lässt sich durch den richtigen Wickelsinn der Koppelspule erreichen.

Verwendet man eine integrierte Schaltung oder einen mehrstufigen Verstärker als aktiven Vierpol, dann ist bei gleicher Anordnung des Schwingungskreises mit φ2 = 180° die Koppelwicklung an die invertierende Eingangsklemme anzuschließen. Nichtinvertierende Verstärker lassen sich durch eine gleichphasige Rückführung über ohmsche Widerstände bereits zum Schwingen bringen.

 

9.04 Das Rückkopplungsaudion

 

Legt man den Hf-Schwingkreis nicht an den Ausgang, sondern an den Eingang eines Verstärkersystems und die Koppelspule an den Ausgang, so tritt ebenfalls Selbsterregung ein, wenn Verstärkung V = 1/k und Phasenlage den Schwingbedingungen entsprechen. Diese Schaltung wurde früher unter der Bezeichnung Rückkopplungsaudion für einfache Röhrenempfänger verwendet. In der Zuleitung zur Koppelspule liegt ein Drehkondensator Cr, mit dem der Rückkopplungsfaktor k verändert werden kann.

Beim Rückführen der Anodenwechselspannung auf das Gitter des Empfangskreises wird die dort vorhandene, vom Sender herrührende Gitterwechselspannung vergrößert (vgl. Bild 9.02) und dadurch verstärkt. Die Resonanzfrequenz wird am meisten verstärkt, Nachbarfrequenzen werden weniger verstärkt, deshalb ergibt sich eine bessere Trennschärfe, der Kreis wird entdämpft. Diese Rückkopplung darf nicht zur Selbsterregung führen, sonst entstehen störende Pfeiftöne bei Überlagerung der Empfangsfrequenz fe mit der meist etwas abweichenden selbsterzeugten Frequenz f0.

Je dichter man sich durch feinfühlige Einstellung des Rückkopplungskondensators Cr an den Schwingungseinsatz herantastet, desto empfindlicher und trennschärfer wird ein solches Rückkopplungsaudion. Diese schwierige Einstellung und das Aufkommen des UKW-Rundfunks mit Frequenzmodulation, für die das Audion nicht geeignet ist, haben diese Schaltung aussterben lassen.

Die Bezeichnung Audion kommt vom lateinischen Wort "audire" = hören. Der Ausdruck wurde gewählt, weil diese Schaltung gleichzeitig als AM-Demodulator arbeitete. Sie verstärkte das hochfrequente Eingangssignal durch die Rückkopplung, setzte außerdem die dem Hf-Träger aufmodulierten Tonfrequenzschwingungen in das Nf-Gebiet um und verstärkte sie zusätzlich noch niederfrequent.

Die Strecke Katode - Gitter der Röhre wirkte dabei zusammen mit dem RC-Glied im Gitterkreis als Gleichrichter für die Hf-Signale (Gittergleichrichtung). Die am Gitter entstehende Nf-Spannung wurde im Anodenkreis weiterverstärkt. Diese vielseitige und dabei recht einfache Schaltung war sehr empfindlich und preisgünstig, weil nur ein Röhrensystem für drei verschiedene Funktionen benötigt wurde.

Bisweilen tritt dieser "Audioneffekt" noch heute, allerdings sehr störend in Erscheinung, wenn plötzlich in einer Nf-Saal-Lautsprecheranlage stark einfallende Ortssender hörbar werden, weil ihre Hf-Spannung auf eine Eingangsstufe gelangt und dort demoduliert wird. Abhilfe: Vor dieser Stufe einen Tiefpass einfügen, der nur das Tonfrequenzspektrum hindurchlässt.

 

9.05 Akustische Rückkopplung

 

Bei elektroakustischen Verstärkeranlagen, bei denen sich Mikrofon und Lautsprecher im gleichen Raum befinden, kann das Ausgangsschallsignal des Lautsprechers auf das Mikrofon zurückwirken. Es wird verstärkt, ergibt einen höheren Schalldruck am Ausgang und erregt eine Schwingung mit der Frequenz, für die zufällig die Phasenbedingung qges = 0° des Gesamtsystems stimmt. Ein hässlicher sirenenartiger Ton entsteht dann. Zur Abhilfe müssen die Mikrofone möglichst im "Schallschatten" der Lautsprecher aufgestellt werden, d.h. die Lautsprecher sollten nicht direkt auf die Einsprechöffnungen der Mikrofone strahlen.

Der unangenehm dumpfe Ton mancher Musikkapellen entsteht, weil man diese Verhältnisse nicht beherrscht. Die Lautsprecher strahlen direkt auf die Mikrofone und eine unangenehme akustische Rückkopplung wäre die Folge. Um dem entgegenzuwirken, werden am Verstärker alle Klangblenden auf "dumpf" gestellt und unbewusst der Phasengang so verändert, dass keine Selbsterregung mehr auftreten kann.

Im Prinzip gilt auch für akustische Rückkopplung die Gleichung 1/k = V. Der Wert k ist in diesem Fall der vom Lautsprecher auf das Mikrofon zurückgeführte Schalldruck. Damit das System nicht schwingt, muss dieser Faktor kleiner sein als die gesamte Schallverstärkung der Anlage, also V • k < 1.

Es sei darauf hingewiesen, dass in diesem System eine zweifache Signalumsetzung stattfindet, nämlich von Schalldruck zu elektrischen Schwingungen (Mikrofon) und von elektrischen Schwingungen zu Schalldruck (Lautsprecher). Dennoch kann über das gesamte System eine Rückführung oder in diesem Fall eine akustische Rückkopplung auftreten.

 

 

9.06 und 9.07 Oszillatoren

 

Schaltungsstufen, die Schwingungen durch Mitkopplung oder Selbsterregung erzeugen, werden als Oszillatoren bezeichnet. Empfänger, die nach dem Überlagerungsprinzip funktionieren (siehe Bild 1.05), benötigen einen solchen Oszillator. Seine Schwingungen werden mit der Empfangsfrequenz gemischt oder überlagert, um die Zwischenfrequenz zu erzeugen. Im Empfängerbau werden hauptsächlich sinusförmige Oszillatorschwingungen unter Verwendung von LC-Abstimmkreisen erzeugt. Ein Transistor oder eine Röhre dient dabei als aktives Verstärkerelement (siehe Bild 9.06).

Die Phasenbedingung, die für die Selbsterregung über eine Stufe erforderlich ist, kann auch mit einer RC-Kettenleiter-Schaltung (siehe Bild 9.07) erreicht werden. Dabei regt sich genau die Frequenz an, für die der Kettenleiter eine Phasendrehung von 180° bewirkt. Bei einem dreistufigen Kettenleiter tritt eine Spannungsteilung von 1:29 auf. Die rückgeführte Teilspannung beträgt also nur 1/29, d.h. k = 1/29. Daher muss die Eigenverstärkung der Stufe mindestens V = 29 sein, damit die Schwingbedingung V • k = 1 (mit 29 • 1/29 = 1) erfüllt ist. RC-Generatoren werden vorwiegend in Messgeräten eingesetzt. Sie können niedrige Frequenzen erzeugen, ohne aufwendige Spulensätze mit hohen Windungszahlen zu benötigen.

 

Transistor-Oszillatoren

 

9.11 Transistor-Oszillator mit induktiver Kopplung

 

Bei einem Transistor-Oszillator muss der Schwingkreis durch Koppelwicklungen 1-2 und 3-4 niederohmig an den Eingang und Ausgang angepasst werden. Ein Koppelkondensator C verhindert, dass der Widerstand Ro des Basisspannungsteilers kurzgeschlossen wird. Um sicherzustellen, dass sich die Frequenz des Schwingkreises erregt, dürfen die Wicklungen 1-2 und 3-4 nicht direkt miteinander gekoppelt sein. Sie müssen auf den beiden Seiten der Spule L so angeordnet werden, dass sie sich nicht sehen können.

 

9.12 Schwingkreis mit Kollektoranzapfung

 

Anstelle einer separaten Kollektorwicklung kann der Kollektor an eine Anzapfung des Schwingkreises angeschlossen werden. Da Abstimmkondensatoren in der Regel einseitig mit Masse verbunden sind, wird der entsprechende Pol der Stromversorgung ebenfalls mit Masse verbunden. Die übrigen Bedingungen entsprechen der Schaltung in Bild 9.11.

 

9.13 Emitterkreis-Kopplung

 

Die Auskoppelspule 1-2 wurde im Basiskreis so platziert, dass sie sich wechselstrommäßig in der Emitterleitung befindet. Zur Temperaturstabilisierung ist ein Emitterwiderstand R3 vorhanden. Um zu verhindern, dass die Spule 1-2 ihn kurzschließt, ist ein Kondensator C eingefügt. Im Bild wurde bewusst kein Massesymbol gezeichnet. Es wäre möglich, den Emitter, die Basis oder den Kollektor zu erden, dies hätte jedoch keinen Einfluss auf die Erzeugung der Schwingungen.

 

9.14 Dreipunktoszillator in Basisschaltung

 

Als nächster Schritt kann die Auskoppelwicklung 1-2 durch einen Teil der Schwingkreisspule dargestellt werden. Anschluss 1 fällt dann mit Anschluss 4 zusammen. Bereits in Bild 9.13 hatten sie ohnehin bereits das gleiche Potenzial in Bezug auf Wechselspannung. Aufgrund der drei Anschlusspunkte an der Spule wird die Schaltung als Dreipunkt-Oszillator bezeichnet. Die Basis ist über den Kondensator Co gegen Masse geerdet, was bedeutet, dass der Transistor in Basisschaltung arbeitet.

 

9.15 Transistor-Oszillator in Vierpoldarstellung

 

Die Darstellung in Bild 9.14 macht die Vierpoleigenschaften nicht deutlich erkennbar. Daher wurde die Schaltung hier anders gezeichnet. Es ist nun ersichtlich, dass der Schwingkreis mit den Anschlüssen 3 und 1 (4) die Ausgangsbelastung des Vierpols darstellt und dass die Teilspannung zwischen den Punkten 1 und 2 an die Eingangsklemmen zurückgeführt wird. Die Basis dient als gemeinsame Bezugselektrode für den Eingangskreis und den Ausgangskreis.

 

9.16 UKW-Schwingschaltung

 

Bei sehr hohen Frequenzen ist der Kollektorstrom ic eines Transistors aufgrund der internen Transistorkapazitäten nicht mehr in Phase mit der Basisspannung, wodurch keine Schwingungen erzeugt werden könnten. Daher wurde diese spezielle UKW-Schwingungsschaltung entwickelt. Angenommen, es liegt bereits eine Steuerspannung uj zwischen Emitter und Basis an. Diese Spannung erzeugt einen um 90° verzögerten Kollektorstrom ic durch den Schwingkreis. Die Spannung uc am Kreis ist jedoch für die Resonanzfrequenz in Phase mit ic. Diese Spannung treibt über den kleinen Rückkopplungskondensator Ck (3...4 pF) einen Strom i'c in den Eingangskreis. Der Widerstand Rbe zwischen Basis und Emitter ist im Vergleich zu 1/ωCk niederohmig.

Daher wird der Strom i'c hauptsächlich durch den kapazitiven Blindwiderstand dieses Kondensators bestimmt. Der Strom i'c eilt also der erzeugenden Spannung uc um fast 90° voraus. Dadurch eilt auch die Spannung, die von i'c an Rbe erzeugt wird, um fast 90° voraus. Die Phasenverschiebung im Transistor ist dadurch aufgehoben, und die zur Basis zurückgeführte Spannung ist tatsächlich wieder in Phase mit der ursprünglichen Steuerspannung uj. Sie verstärkt diese Spannung, und der Transistor beginnt zu schwingen. Die restliche Abweichung von 90° wird durch eine Spule L zwischen Emitter und Basis ausgeglichen. Die Induktivität dieser Spule kann manchmal eingestellt werden, um günstige Schwingungsbedingungen zu erreichen.

 

9.17 UKW-Oszillator

 

Durch das Hinzufügen der Betriebsspannung des Basisspannungsteilers und des Emitterwiderstands ergibt sich die übliche Schaltung für einen UKW-Oszillator. Der Kollektorgleichstrom wird über eine Drossel zugeführt. Die Induktivität L wird bei Unterspannung so abgeglichen, dass das angedeutete Hf-Voltmeter ein Maximum anzeigt. Dies entspricht der optimalen Schwingungseinstellung. Bei normaler Betriebsspannung schwingt der Oszillator dann sicher.

 

Röhren-Oszillatoren

 

 

9.18 und 9.19 Oszillator mit induktiver Rückkopplung

 

In der Schaltung Bild 9.18 befindet sich der Schwingkreis direkt in der Anodenleitung. Die Gittergleichspannung wird durch Gleichrichter erzeugt, wobei das Gitter als Diodenanode wirkt. Diese Schaltung wird nach ihrem Erfinder als "Meißner-Schaltung" bezeichnet.

Die Schaltung in Bild 9.19 entspricht dem Prinzip von Bild 9.18, jedoch ist der Abstimmkondensator einpolig direkt mit Masse verbunden. Der Kreis ist über eine Festkapazität (5-25 nF) geschlossen.

 

9.20 Parallelspeisung des Oszillators

 

In dieser Schaltung liegt die Anodengleichspannung parallel zum Schwingkreis und zur Anodenwechselspannung. Der Schwingkreis ist frei von Gleichspannung und ist direkt mit Masse verbunden. Die Anodenspannung wird über einen Hochwiderstand eingespeist. Obwohl der Widerstand den Kreis bedämpft, sorgt er für eine gleichmäßigere Oszillatoramplitude über den Abstimmbereich hinweg, indem er den Resonanzwiderstand beeinflusst.

 

9.21 Induktive Dreipunktschaltung

 

Diese Schaltung entspricht dem Prinzip von Bild 9.15. Die Spule ist mit drei Punkten verbunden, daher wird sie als Dreipunktschaltung bezeichnet. Nach ihrem Erfinder wird sie auch als "Hartley-Oszillator" bezeichnet.

 

9.22 Colpitts-Schaltung

 

In dieser Schaltung ist die Schwingkreiskapazität in zwei Kondensatoren aufgeteilt, die in Reihe geschaltet sind. An einem der Kondensatoren wird die Gitterwechselspannung abgenommen, was ebenfalls zur Selbsterregung führt. Die Anodengleichspannung wird über einen Widerstand eingespeist. Einer der Teilkondensatoren kann ein Drehkondensator sein, der zur Abstimmung auf verschiedene Frequenzen verwendet wird. Diese Anordnung wird nach ihrem Erfinder als Colpitts-Schaltung oder kapazitive Dreipunktschaltung bezeichnet.

Obwohl Röhrenoszillatoren in der modernen Empfängertechnik keine Rolle mehr spielen, ist es dennoch wichtig, dass versierte Servicetechniker sie kennen, da sie in vielen älteren Rundfunkempfängern und wertvollen Messgeräten vorhanden sind. Begriffe wie Meißner-Schaltung, Colpitts-Schaltung und Dreipunktschaltung, die aus der Röhrentechnik stammen, gehören zum Allgemeinwissen eines Funktechnikers. Die Grundlagen der Schwingungserzeugung durch Rückkopplung werden hauptsächlich in klassischen Werken über Elektronenröhren behandelt.

 

Gesteuerte Oszillatoren

 

 

 

9.23 und 9.24 Mitgezogener Oszillator

 

Der Begriff "Mitziehen" oder "Mitnahme" bezieht sich auf die Veränderung der Frequenz eines frei schwingenden Oszillators durch von außen zugeführte Takt-, Trigger- oder Synchronisierimpulse. Dabei wird die Eigenfrequenz des Oszillators innerhalb eines bestimmten Bereichs von der externen Frequenz mitgenommen oder mitgezogen. Dieser Effekt wird vielfältig genutzt, zum Beispiel beim synchronisierten Betrieb von Oszilloskopen oder Fernsehempfängern.

In Bild 9.23 wird gezeigt, wie ein Sinusoszillator mit der Eigenfrequenz fo im Mitnahmebereich von einer externen Frequenz fs synchronisiert werden kann. Innerhalb dieses Bereichs folgt der Oszillator allen Änderungen der Steuerfrequenz mit. Wenn die Steuerfrequenz fs langsam von niedrigen Werten heran an den frei schwingenden Oszillator herangeführt wird, springt die Frequenz des Oszillators bei einem bestimmten Wert fi auf die Steuerfrequenz um und wird fortan mitgenommen. Erst bei einem Wert f2 endet die Synchronisierung und der Oszillator schwingt wieder frei. Der Mitnahmebereich hängt von verschiedenen Faktoren ab, darunter die Amplitude des Steuersignals, die Dämpfung des Oszillatorkreises und die Rückkopplungsstärke des Oszillators. Innerhalb des Mitnahmebereichs ändert sich die Frequenz des Oszillators, während die Amplitude konstant bleibt.

Der Mitnahmebereich beträgt in der Regel ± 1...2 % der Eigenfrequenz des Kreises. Bild 9.24 zeigt einen Mitnahmeoszillator in Dreipunktschaltung mit einer Frequenz von 2,14 MHz. Die Synchronisierungsimpulse fs an der Basis zwingen den Kollektorstrom und somit den Oszillator, ihre Frequenz anzunehmen. Der Schwingkreis ist durch den 10-kOhm-Widerstand stark gedämpft, was zu einem breiteren Bandbereich führt, in dem der Oszillator mitgenommen werden kann. Eine Frequenz, die von der Resonanzfrequenz abweicht, führt zu einer Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung im Kreis.

Der obere linke Kurvenzug in Bild 9.24 stellt ein frequenzmoduliertes Signal mit den beiden Frequenzkomponenten fs1 und fs2 dar. Es zeigt auch eine Amplitudenmodulation, die beispielsweise durch Schwankungen im Übertragungsweg verursacht werden kann. Die beiden Frequenzen fs1 und fs2 synchronisieren jeweils die Schwingungen des Oszillators. Der Oszillator schwingt weiterhin mit konstanter Amplitude, liefert jedoch die Frequenzen f01 und fo2, die genau den Steuerfrequenzen entsprechen. Die störende Amplitudenmodulation ist dabei beseitigt.

 

 9.25 Oszillator mit Phasenregelkreis

 

Der Phasenregelkreis (Phase-Locked Loop, PLL) ist eine Schaltung, die mit einer Rückführung arbeitet, um einen Oszillator durch eine vorgegebene Takt- oder Referenzfrequenz zu synchronisieren. Im Gegensatz zum mitgezogenen Oszillator rastet die PLL-Schaltung fest auf die Mittenfrequenz eines frequenzmodulierten Signals ein und macht keine mit der Modulation bedingten Frequenzänderungen mit.

In Bild 9.25a besteht die Schaltung aus einem Phasenkomparator als Eingang. Dieser Phasenkomparator ist im Prinzip eine multiplikative Mischstufe, die aus den zugeführten Frequenzen fi und fe die Summen- und Differenzfrequenz erzeugt. Das Frequenzgemisch wird einem Tiefpassfilter zugeführt, das nur die niedrige Differenzfrequenz fi - f2 durchlässt und eine Synchronisierspannung Us erzeugt. Wenn fi und f2 übereinstimmen, wäre die Differenzfrequenz Null. Die Synchronisierspannung Us hängt jedoch auch von der Phasenlage der beiden Frequenzen ab, Us = f(A <p). Erst wenn Frequenz und Phasenlage genau übereinstimmen, wird die Nachsteuerspannung Null. Diese Nachsteuer- oder Synchronisierspannung Us beeinflusst die Frequenz des freischwingenden steuerbaren Oszillators, beispielsweise über eine Kapazitätsdiode, die parallel zum Schwingkreis liegt. Der steuerbare Oszillator erzeugt die Ausgangsfrequenz f2, die für weitere Anwendungen genutzt wird und auf den Eingang E2 des Phasenkomparators zurückgeführt wird, wodurch die Nachstimmung erfolgt. Wenn sich die Frequenzen unterscheiden, erzeugt die Differenzfrequenz eine Nachsteuerspannung, die die Oszillatorfrequenz f2 genau auf Phase und Frequenz des Eingangssignals hinzieht.

Bild 9.25b zeigt eine kompakte Darstellung der PLL-Schaltung in Form eines integrierten Bausteins. Dieser Baustein, der als PLL bezeichnet wird, erzeugt an seinem Ausgang die exakte und phasenstarre Frequenz f2, die genau der Mittenfrequenz fo eines frequenzmodulierten Senders entspricht. Frequenzmodulation oder Frequenzhub A f werden eliminiert, ebenso wie die Seitenbänder eines amplitudenmodulierten Senders unterdrückt werden. Die Anordnung wirkt gewissermaßen wie ein extremes Schmalbandfilter, das nur die Träger- oder Mittenfrequenz passieren lässt.

Es ist wichtig zu beachten, dass die Amplitude der Nachsteuerspannung Ug in Bild 9.25a proportional zum Frequenzhub ist. Wenn die Eingangsfrequenz sich stark ändert, wird die Differenzfrequenz hinter dem Phasenkomparator entsprechend größer und somit auch die Steuerspannung Ug. Wenn diese Änderung schnell erfolgt, ändert sich auch die Nachsteuerspannung im gleichen Rhythmus, was einer Wechselspannung entspricht. Wenn

die Eingangsfrequenz beispielsweise mit 800 Hz moduliert ist, wechselt die Nachsteuerspannung ebenfalls 800 Mal pro Sekunde ihren Wert, was bedeutet, dass ihre Frequenz proportional zur Modulationsfrequenz ist.

Zusammenfassend lässt sich sagen:
1. Die Ausgangsfrequenz der PLL-Schaltung entspricht genau der Träger- oder Mittenfrequenz von AM- oder FM-Eingangssignalen.
2. Die Amplitude der Nachsteuerspannung Ug ist proportional zum Frequenzhub eines frequenzmodulierten Signals.
3. Die Frequenz der Nachsteuerspannung Ug entspricht der ursprünglichen Tonfrequenz, die dem FM-Sender aufmoduliert wurde.

 

 9.26 Frequenzsynthese

 

In der PLL-Schaltung kann die Ausgangsfrequenz f2 des steuerbaren Oszillators nicht nur mit der Eingangsfrequenz fi übereinstimmen, sondern auch ein ganzzahliges Vielfaches davon sein. Diese Frequenz fo = n • fi wird in Bild 9.26 durch einen Frequenzteiler im Regelkreis auf eine niedrigere Frequenz heruntergeteilt, und diese Frequenz wird dann dem Eingang E2 des Phasenkomparators zugeführt. Beim Einschalten erhält der Phasenkomparator also die beiden annähernd gleichen Frequenzen fi und fo und bildet daraus die Differenzfrequenz bzw. Korrekturspannung. Diese Korrekturspannung schiebt den steuerbaren Oszillator auf den Sollwert und wird zu Null, wenn fi und fo genau die gleiche Phasenlage haben. Am Ausgang erhält man also eine vervielfachte, aber dennoch exakt synchronisierte Frequenz.

Die dem Phasenkomparator zugeführten Spannungen müssen nicht sinusförmig sein. Tatsächlich verbessert eine Rechteckspannung mit einem steilen Phasensprung die Einrastwirkung sogar. Digitale Frequenzteiler, die mit Flip-Flop-Stufen arbeiten, liefern ohnehin nur Rechteckspannungen mit der Frequenz fi.

Dieses Verfahren wird bei der sogenannten Frequenzsynthese in dekadisch einstellbaren Oszillatoren verwendet. Dabei erzeugt man mit Hilfe eines einzigen Normalquarzes hochfrequente Schwingungen mit hoher Genauigkeit. Der Frequenzteiler in Bild 9.26 besteht aus einem Digitalzähler mit einstellbarer Vorwahl. Der Zähler gibt einen Ausgangsimpuls ab, wenn die am Dekadenschalter eingestellte Zahl von Eingangsimpulsen in den Zähler eingelaufen ist. Wenn beispielsweise die Zahl n = 83 vorgewählt ist, gibt der Vorwähler bzw. Frequenzteiler bei jedem 83. Impuls vom steuerbaren Oszillator einen Impuls an den Phasenkomparator in Bild 9.26 ab, stellt sich dann blitzschnell auf Null und zählt dann wieder bis 83 hoch, um einen weiteren Impuls abzugeben. Das bedeutet eine Frequenzteilung von 83:1.

Wenn die Referenzfrequenz fi durch einen Normalquarz mit 100 kHz bereitgestellt wird und der steuerbare Oszillator für das Frequenzbereich um 8000 kHz ausgelegt ist, dann rastet er in diesem Fall bei f2 = n • fi = 83 • 100 kHz = 8300 kHz ein. Durch Auswahl anderer Teilerzahlen, wie z.B. 84, 85, 86, erhält man phasenstarr eingestellte Ausgangsfrequenzen von 8400, 8500, 8600 kHz usw. Es ist zu erkennen, dass die Abstände der wählbaren Ausgangsfrequenzen solcher digital einstellbarer Sender bzw. Frequenzsynthesizer der Quarz- oder Referenzfrequenz entsprechen.

 

 9.27 Trägerfrequenz-Regenerierung

 

In einigen Empfängerschaltungen wird eine Oszillatorspannung benötigt, die genau der Trägerfrequenz des amplitudenmodulierten Eingangssignals (Bild 9.27a) entspricht. Diese Hilfsfrequenz soll also ohne Seitenbänder sein und nur die genaue Nennfrequenz des Trägers enthalten. Dies wird erreicht, indem das Signal hochverstärkt wird, um steile Flanken zu erzeugen. Anschließend werden die Amplitudenspitzen abgeschnitten bzw. begrenzt (vgl. Bild 5.20), sodass am Ende eine saubere Rechteckkurve (Bild 9.27b) ohne jegliche Amplitudenmodulation übrig bleibt.

Durch das Entfernen der Amplitudenmodulation verschwinden auch die Seitenbänder, da diese lediglich eine andere Darstellungsform der Amplitudenmodulation sind (vgl. Bild 2.31 bis 2.33). Die Grundschwingung des Rechtecksignals entspricht nun genau der Trägerfrequenz. Da das Rechtecksignal jedoch zahlreiche Oberschwingungen enthält, werden diese durch einen Hochpassfilter unterdrückt, um die reine sinusförmige Trägerfrequenz zu erhalten. In einigen Empfangsverfahren wird dies als Trägerfrequenz-Regenerierung bezeichnet. Der von der Modulation befreite Träger wird auch bei bestimmten AM-Demodulationsverfahren verwendet, um die Tonfrequenz zu gewinnen.

 

 9.28 Kippgeneratoren

 

Kippgeneratoren werden hauptsächlich in der industriellen Elektronik und in Fernsehempfängern eingesetzt. Es handelt sich um Schaltungen, die nicht sinusförmig schwingen, sondern zwischen zwei Schaltzuständen hin- und herkippen und dabei rechteckförmige oder sägezahnförmige Spannungen erzeugen. Der in Bild 9.28a gezeigte Multivibrator ist ein zweistufiger Schaltverstärker, der nach dem Anschwingen automatisch zwischen den beiden Zuständen hin und her kippt. Dies wird durch eine Rückkopplung vom Ausgang des Verstärkers über eine Kapazität zum Eingang erreicht. Ein Emitterverstärker führt zu einer Phasenumkehr von 180°. Wenn zwei Emitterverstärker in Reihe geschaltet werden, ergibt dies eine Phasenumkehr von 360° bzw. 0°. Die Eingangsspannung und die rückgeführte Spannung haben also die gleiche Phasenlage, was zu einer positiven Rückkopplung führt und die Schaltung zum Schwingen bringt.

Da die gesamte Ausgangsspannung auf den Eingang zurückgeführt wird, wird die Stufe stark übersteuert und schaltet sofort vollständig durch. Die Spannung am Kollektor fällt abrupt fast auf das Nullpotential ab. Dieser negative Spannungssprung wirkt sich auch auf die zweite Stufe aus, die dadurch vollständig gesperrt wird. Dies führt zu einer Rechteck-Ausgangsspannung. Die Zeit für das Hin- und Herkippen oder die Frequenz dieser Rechteckspannung hängt von den RC-Gliedern zwischen den Transistoren sowie von der Höhe der Betriebsspannung ab.

Die übliche Darstellungsweise eines solchen Multivibrators wird durch Umzeichnen von Bild 9.28a in Bild 9.28b erhalten.

Die bistabile Kippstufe oder das Flipflop ist ähnlich aufgebaut und arbeitet ebenfalls mit zwei Schaltzuständen. Das Umschalten erfolgt jedoch durch von außen zugeführte Impulse. Der erste Impuls schaltet die Stufe in den anderen Zustand, und jeder zweite eintreffende Impuls schaltet sie wieder in den ursprünglichen Zustand zurück. Für zwei Eingangsimpulse erfolgt also eine Änderung in der Ausgangsspannung, was einer Teilung der Steuerfrequenz im Verhältnis 2:1 entspricht. Wenn zwei Flipflops hintereinander geschaltet sind, teilt sich die Eingangsfrequenz im Verhältnis 2 * 1 = 4:1. Aus einer Steuerfrequenz von z. B. 10 MHz wird dann 10:4 = 2,5 MHz. Diese Teilung gilt auch für die Seitenbandfrequenzen. Bei einer frequenzmodulierten Schwingung von 10 MHz wird der Frequenzhub auf den vierten Teil reduziert.

 

Gegenkopplung

 

9.31: Prinzip der Gegenkopplung

 

In diesem Beispiel sehen wir einen invertierenden Verstärker mit dem Lastwiderstand Hl und der Eingangsspannung uj, die von einer Vorstufe mit dem Innenwiderstand Bq geliefert wird. Durch die Anwendung von Gegenkopplung wird ein Teil des Ausgangssignals über das Gegenkopplungsnetzwerk als Gegenkopplungsspannung ugk auf den Eingang zurückgeführt. Dadurch wird die Verstärkung verringert, aber gleichzeitig werden auch die im Verstärker auftretenden Verzerrungen dem Eingang entgegengesetzt zugeführt und größtenteils aufgehoben. Eine korrekt angewendete Gegenkopplung verbessert somit die Wiedergabequalität.

Es ist jedoch zu beachten, dass aufgrund des Verlusts an Verstärkung durch die Gegenkopplung die Eingangsspannung oder die Grundverstärkung des Systems größer sein muss als ohne Gegenkopplung, um ausreichende Ausgangsleistung zu gewährleisten. Gegenkopplungen haben jedoch nicht nur den Effekt, interne Verzerrungen zu reduzieren, sondern auch andere störende Einflüsse, die zu unerwünschten Änderungen der Ausgangsspannung führen können, zu verringern. Gleichstromgegenkopplungen können beispielsweise Änderungen der Versorgungsspannung entgegenwirken und so die Verstärkung konstant halten. Sie können auch Exemplarstreuungen von Transistoren und Temperaturabhängigkeiten reduzieren. In Fällen einer starken Gegenkopplung werden die Eigenschaften des Verstärkers hauptsächlich durch das Gegenkopplungsnetzwerk bestimmt.

 

9.32: Typen der Gegenkopplung

 

In diesem Bild wird deutlich, dass die Gegenkopplungsspannung ugk gegenphasig zur Eingangsspannung up verläuft. Dadurch entsteht eine effektive Steuerspannung ust = U1 - ugk, die kleiner ist als die ursprüngliche steuernde Signalspannung. Es gibt verschiedene Arten, wie die Gegenkopplungsspannung am Ausgang abgegriffen und in den Eingang zurückgeführt werden kann.

- Parallelspeisung: Die Gegenkopplungsspannung wird parallel zum Eingang eingespeist.
- Serienspeisung: Die Gegenkopplungsspannung wird seriell zum Eingang eingespeist.
- Spannungsproportionale Auskopplung: Die Gegenkopplungsspannung wird in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung abgegriffen und zurückgeführt.
- Stromproportionale Auskopplung: Die Gegenkopplungsspannung wird in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom abgegriffen und zurückgeführt.

Bei einer gegengekoppelten Stufe werden die Verstärkungsgrößen, wie die Stromverstärkung, die Spannungsverstärkung und die Steilheit, entsprechend der folgenden Gleichung reduziert:

A' = A / (1 + K *

A) Hierbei steht A für die Verstärkungsgröße ohne Gegenkopplung, K für den Gegenkopplungsfaktor und A' für die Verstärkungsgröße bei Gegenkopplung. Der Gegenkopplungsfaktor K ist eng verwandt mit dem Rückkopplungsfaktor k.

 

9.33 Die Gegenkopplung verringert Verzerrungen

 

Im Bild 9.33 sieht man die Steuerkennlinie eines Transistorverstärkers in Emitterschaltung, an die eine gut sinusförmige Spannung uj angelegt wird. Aufgrund der Kennlinienkrümmung entsteht ein unsymmetrischer Kollektorstrom bzw. Ausgangsstrom 12-. Die erste nach oben gerichtete Halbwelle ist doppelt so groß wie die zweite, was auf einen großen Klirrfaktor hinweist.

 

9.34 Die Gegenkopplungsspannung

Von diesem verzerrten Anodenstrom wird nun eine proportionale Gegenkopplungsspannung Ugk abgeleitet. Auch ihre erste Halbwelle ist doppelt so groß wie die zweite. Diese Gegenkopplungsspannung wird gegenphasig zur Eingangsspannung uj addiert (vgl. auch Bild 9.32). Durch die Unsymmetrie der Gegenkopplungsspannung wird die Differenzspannung ust = ui - Ugk ebenfalls unsymmetrisch. In diesem Bild hat die erste Halbwelle eine Höhe von +2 und die zweite Halbwelle einen Scheitelwert von -3.

 

9.35 Die Verzerrungen werden herausgehoben

 

Wenn man nun diese vorverzerrte Steuerspannung auf die gleiche gekrümmte Kennlinie wie in Bild 9.33 gibt, die eigentlich die Verzerrungen verursacht hat, heben sich die Verzerrungen heraus. Der Ausgangswechselstrom 12 ist jetzt gut sinusförmig, aber seine Amplitude ist geringer als in Bild 9.33. Die Gegenkopplung reduziert die im Verstärker entstehenden Verzerrungen, was den Klirrfaktor und den Intermodulationsfaktor verringert. Allerdings geht dabei etwas Verstärkung verloren.

 

9.36 Gegenkopplung mit Parallelspeisung und Spannungsauskopplung

 

Im Bild 9.36 sieht man eine Schaltung mit einer Gegenkopplung, bei der die Ausgangsspannung uo über den Gegenkopplungswiderstand parallel zu den Eingangsklemmen 1-2 liegt. Die zurückgeführte Spannung ugk ist proportional zur Ausgangsspannung. Wenn die Ausgangsspannung aus irgendeinem Grund ansteigt, zum Beispiel wenn die Belastung RL wegfällt (Leerlauf), steigt auch ugk an und verringert die Verstärkung noch mehr als zuvor. Dadurch wird der Anstieg der Ausgangsspannung gehemmt. Eine solche Spannungsquelle, die wenig von der Belastung abhängig ist, besitzt einen niedrigen Innenwiderstand.

Die Spannungsgegenkopplung reduziert den Innenwiderstand eines Verstärkers. Ein niedriger Innenwiderstand sorgt dafür, dass die Ausgangsspannung unabhängig von der Belastung bleibt. Dies ist besonders nützlich in Verstärkeranlagen, da man einen oder mehrere Lautsprecher anschließen kann, ohne dass die Ausgangsspannung wesentlich vom normalen Wert abweicht.

 

9.37 Gegenkopplung mit Parallelspeisung und Stromauskopplung

 

Im Bild 9.37 wird die Gegenkopplungsspannung an einem Teilwiderstand RGK2 ausgekoppelt, der vom Ausgangsstrom durchflossen wird, und parallel an die Eingangsklemmen zurückgeführt. Wenn die Last abgeschaltet wird, fließt kein Ausgangsstrom mehr. Dadurch entfällt die Gegenkopplungsspannung, und Verstärkung und Ausgangsspannung nehmen zu. Dies entspricht einer Spannungsquelle mit hohem Innenwiderstand. Das bedeutet, dass Änderungen in der Belastung den Ausgangsstrom wenig beeinflussen. Der Ausgangsstrom bleibt ziemlich konstant und wird als "eingepresst" bezeichnet.

Dies bietet Vorteile, wenn der Ausgang des Verstärkers an eine Folgestufe angepasst werden soll, deren Eingangswiderstand sich je nach Aussteuerung ändert, zum Beispiel eine Diodenstrecke. Diese Art der Gegenkopplung wird auch als Parallel-Seriengegenkopplung oder kurz als Stromgegenkopplung bezeichnet.

 

9.38 Gegenkopplung mit Serieneinspeisung und Spannungsauskopplung

 

Im Bild 9.38 wird die Gegenkopplungsspannung ugk an einem Spannungsteiler Ri - R2 ausgekoppelt, der parallel zum Lastwiderstand liegt. Diese Spannung ist proportional zur Ausgangsspannung. Dadurch wird der gleiche Effekt erzielt wie in Bild 9.36: Der Ausgangswiderstand wird niederohmig, und die Ausgangsspannung bleibt auch bei Änderungen in der Belastung annähernd konstant.

Die Gegenkopplungsspannung ugk liegt jedoch jetzt in Reihe und gegenphasig zur Eingangsspannung u?. Dadurch muss ein wesentlich höherer Steuerstrom eingespeist werden, um diesen Effekt zu erzielen. Dies führt zu einem hohen Eingangswiderstand bei der Serieneinspeisung.

Die Stromauskopplung ergibt einen niedrigen Innenwiderstand. Bei dieser Schaltung kann die Bezugsleitung oder der Masseanschluss entweder wie bei den vorherigen Schaltungen am Punkt E1 platziert werden oder aber die Gegenkopplungsleitung wird bei E2 geerdet.

 

 

9.40 und 9.41 Der Emitterfolger als Gegenkopplungsschaltung

 

In Bild 9.39 kann man den Lastwiderstand extrem klein machen, zum Beispiel indem man ihn durch einen Kondensator C mit großer Kapazität gemäß Bild 9.40 ersetzt. Dadurch wird die Gegenkopplung sehr stark, da nun die gesamte Ausgangsspannung uo als Gegenkopplungsspannung Ugk gegenphasig in den Eingangskreis zurückgeführt wird. Dies entspricht der Grundschaltung des Emitterfolgers, wie sie hier in Bild 9.41 nochmals dargestellt ist. Dadurch werden die Überlegungen, die damals und jetzt für Bild 9.39 angestellt wurden, bestätigt.

Eine solche Grundschaltung mit Serieneinspeisung und Stromauskopplung besitzt einen hohen Eingangswiderstand und einen niedrigen Ausgangswiderstand. Daher kann sie als Impedanzwandler dienen. Ein Emitterfolger ist zu 100% gegengekoppelt, was bedeutet, dass er einen Gegenkopplungsfaktor K = 1 hat. Angenommen, der Transistor hätte als normaler Verstärker eine Verstärkung von 40, dann ergibt sich beim Emitterfolger die Spannungsverstärkung gemäß der Formel A' = A / (1 + KA) = 0,975. Dies ist etwas kleiner als 1. Allerdings werden dadurch alle Störeinflüsse im Verhältnis von 40:1 abgeschwächt.

 

9.42 Tiefenanhebende Gegenkopplung

 

Wenn man einen Kondensator C in den Gegenkopplungsweg eines NF-Verstärkers einfügt, bildet er mit dem Quellenwiderstand Rq und dem Eingangswiderstand Re des Verstärkers einen Hochpass. Dadurch bevorzugt der Gegenkopplungsweg hohe Frequenzen. Diese werden gegengekoppelt und daher weniger verstärkt. Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz dieses RC-Gliedes werden dagegen nicht zurückgeführt und erscheinen daher voll verstärkt. Das bedeutet, dass sie im gesamten Klangbild angehoben werden. Die Gegenkopplung betont somit die Bässe. Dies gilt für alle Schaltungsvarianten von Bild 9.36 bis 9.39.

 

9.43 Höhenanhebende Gegenkopplung

 

Der Gegenkopplungskanal in dieser Schaltung ist ein Tiefpass mit den Elementen Rj und C. Hohe Frequenzen werden zurückgehalten, also nicht gegengekoppelt und somit stärker verstärkt. Dadurch erscheint das Klangbild heller. Der Widerstand Rq verhindert, dass der Kondensator C unmittelbar parallel zu den Eingangsklemmen liegt. Andernfalls würde dies die entgegengesetzte Wirkung haben und die hohen Frequenzen des Eingangssignals kurzschließen und absenken.

 

9.44 Störende Mitkopplungen

 

Wenn am Eingang und Ausgang eines Verstärkervierpols Schwingkreise gleicher Frequenz abgestimmt sind, kann bereits über die innere Rückwirkungskapazität Cru des Vierpols ein Teil der Ausgangswechselspannung auf den Eingangskreis zurückgeführt werden. Wenn die Phasenlage der rückgeführten Spannung mit der Phase der dem Eingang zugeführten Signalspannung übereinstimmt, liegt eine Mitkopplung vor. Dadurch können wilde Schwingungen entstehen, die den Verstärkungsvorgang aufgrund ihrer viel größeren Amplitude unwirksam machen und benachbarte Empfänger stören könnten.

 

9.45 Prinzip der Neutralisation

 

Um die innere Mitkopplung unwirksam zu machen, wird sie durch eine Gegenkopplung neutralisiert. Dafür wird der Eingangsklemme zusätzlich eine Wechselspannung entgegengesetzter Phase von gleicher Amplitude wie die ungewollte Störspannung aus dem Ausgangskreis zugeführt. Die beiden rückgeführten Spannungen heben sich dann an der kritischen Klemme 1 auf, und die Selbsterregung wird vermieden.

Um die richtige Phasenlage zu erreichen, wird die Neutralisationsspannung an einem verlängerten Ausgangsspulenteil 4-5 abgenommen. Die Spannung am Punkt 5 ist in entgegengesetzter Phase zu Punkt 3. Die korrekte Größe der Gegenspannung wird mit dem Neutralisationskondensator Cy eingestellt. Wenn der schädliche innere Mitkopplungszweig auch reale Widerstände enthält, wie es bei Transistoren der Fall ist, müssen diese ebenfalls im Neutralisationszweig berücksichtigt werden.

 

9.46 Die Neutralisation entspricht einer Brückenschaltung

 

Die Wirkung der Neutralisation kann durch die Ersatzschaltung in Bild 9.46 dargestellt werden. Die beiden Spulenteile 3-2 und 2-5 bilden dabei zwei Zweige einer Brückenschaltung. Punkt 4 ist identisch mit Punkt 2 (Masseleitung). An den Spulen liegt die Gesamtspannung. Die anderen beiden Brückenzweige werden durch die Rückwirkungskapazität Crq und die Neutralisationskapazität Gy gebildet. Die Rückwirkungswiderstände wurden hier zur Vereinfachung weggelassen.

Wenn die Brücke mit dem Kondensator Cyy so abgeglichen wird, dass die Spannung u' in der anderen Brückendiagonale Null wird, bedeutet dies, dass zwischen den Eingangsklemmen 1-2 keine Spannung mehr vorhanden ist, die durch die Rückwirkung verursacht wird. Mitkopplung und Gegenkopplung heben sich auf, der Verstärker schwingt nicht mehr, verliert aber auch nicht an Verstärkungsgrad.

Diese Art der Neutralisation ist eine spezielle Anwendung der Gegenkopplung im Hochfrequenzbereich.

 

9.47 Neutralisierte Transistorstufe

 

Im Vergleich zu Bild 9.45 kann der Schwingkreiskondensator auch über beide Wicklungshälften des Ausgangskreises gelegt werden. Dadurch werden die Phasenverhältnisse noch deutlicher, da die Potentiale an den Enden einer Schwingkreisspule stets eine um 180° verschiedene Phasenlage haben. Bei einem Transistorverstärker führt der Neutralisationszweig dann vom Fußpunkt des Kreises zurück zur Basis des Transistors. Der Neutralisationskondensator ist einstellbar, und der reale Rückwirkungswiderstand wird durch einen entsprechenden Serienwiderstand neutralisiert.

Die störende Rückwirkungskapazität Crq ist die spannungsabhängige Sperrschichtkapazität der Basis-Kollektorstrecke. Die Neutralisation stimmt also streng genommen nur für einen bestimmten Betriebswert des Transistors. Daher wird bei voller Betriebsspannung neutralisiert, bei der die Verstärkung und die Schwingneigung am größten sind.

 

 

9.48 und 9.49 Neutralisation von der Emitterspule her

 

Der Zweck der Neutralisation besteht immer darin, eine Spannung richtiger Phasenlage aus dem Ausgangskreis zur Basis zurückzuführen. In Bild 9.48 wird dies dadurch erreicht, dass die Emitterspule L1 über den Masseanschluss hinaus um die Wicklung L2 verlängert wird und von dort aus der Neutralisationszweig zur Basis geführt wird. Diese Art der Neutralisation hat einen speziellen Zweck. Der Transistor soll bei der Frequenz f0 schwingen, und die Basis muss für diese Frequenz eindeutig auf Massepotential liegen, obwohl noch zwei weitere Kreise, abgestimmt auf die Frequenzen fc und fz, vorhanden sind. Gemäß Bild 9.49 bildet sich für die Oszillatorspannung an den Spulenteilen L1 - L2 eine Brücke bestehend aus L1, L2, Cj und der Transistorkapazität Cbe. Bei abgeglichener Brücke liegt die Basis für f0 auf Erdpotential, was bedeutet, dass keine Oszillatorspannung an ihr auftritt.

 

9.50 Neutralisieren einer Triode

 

Im UKW-Bereich sind Trioden in Bezug auf Eingangswiderstand und Rauschen den Pentoden überlegen. Allerdings haben Trioden eine hohe Gitteranodenkapazität, wodurch sie in Hochfrequenzschaltungen dazu neigen, unerwünschte Schwingungen zu erzeugen. Um diese Schwingneigung zu unterdrücken, wird dem Gitter von der Anode her eine Neutralisationsspannung zugeführt. Die Gitterspule wird durch eine geerdete Anzapfung in die Teilspulen Li und L2 aufgeteilt, und die Gegenspannung wird über den Kondensator Cga an das entgegengesetzte Ende der Spulen geführt. Durch die Einstellung des Kondensators Cga wird die Rückkopplung über Cga durch die Gegenspannung über Cjf aufgehoben oder neutralisiert.

Auch bei Pentoden im ZF-Teil von Röhrenempfängern ist eine gewisse Neutralisation erforderlich, obwohl das Schirmgitter die Schwingneigung bereits stark reduziert. Diese Neutralisation wird durch einen Erdungskondensator mit genau bemessener Kapazität vom Schirmgitter zur Masse erreicht. Die genauen Einzelheiten sind heute nicht mehr aktuell. Wenn ein Servicetechniker einen solchen Schirmgitterkondensator ersetzen muss, sollte er jedoch darauf achten, genau den gleichen Kapazitätswert zu verwenden (meist 3...5 nF).

 

Regelungen

 

 

9.51 und 9.52 Einstellen, Steuern und Regeln

 

Der Begriff "Regeln" kann in der Schaltungstechnik von Empfängern zu Missverständnissen führen. Zum Beispiel wird der Drehknopf zur Einstellung der Lautstärke oft als Lautstärkeregler bezeichnet. Andererseits hat jeder Empfänger eine automatische Verstärkungsregelung, bei der nichts gedreht oder eingestellt werden muss. In der Regelungstechnik sind die Begriffe genormt (DIN 19 229), daher sollten Funktechniker und Elektroniker sich an diese Bezeichnungen gewöhnen.

Wenn in Bild 9.51 von Hand an einem Drehknopf oder Einstellknopf eine Station ausgewählt, die Lautstärke oder Klangfarbe verändert oder bei einer Servicearbeit eine Spule oder ein Schwingkreis abgeglichen wird, nennt man dies Einstellen. Dabei handelt es sich um einen "offenen Wirkungsablauf". Man gibt eine Anweisung in die Schaltung ein, was eine Änderung bewirkt, und damit ist der Vorgang abgeschlossen. Die dafür erforderlichen Bedienungselemente werden sinngemäß als Einstellwiderstände, Einstellknöpfe oder bei internen Abgleicharbeiten als Trimmer oder Trimmwiderstände bezeichnet, jedoch nicht als "Regler".

Wenn jedoch in einem Gerät gemäß Bild 9.52 eine Rückführung vorhanden ist, die automatisch und kontinuierlich einen bestimmten Sollwert beeinflusst, auch wenn sich Einflussgrößen ändern, dann handelt es sich um eine echte Regelung. Die Gegenkopplung ist eine Form der Regelung. Sie bewirkt, dass jegliche Spannungsänderungen am Ausgang, die nicht durch das Eingangssignal verursacht wurden, durch die Rückführung ausgeglichen werden und die Ausgangsgröße nahezu konstant bleibt. Bei der automatischen Verstärkungsregelung wird die Ausgangsspannung des ZF-Verstärkers konstant gehalten.

 

9.53 Der einfache Regelkreis

 

Eine Regelung besteht immer aus einem geschlossenen Wirkungs- oder Regelkreis. Die Regelstrecke ist der Bereich, in dem der zu regelnde Energie- oder Signalfluss stattfindet. Dies kann beispielsweise ein Dampfstrom in einer Energieanlage, eine Drehzahl oder Geschwindigkeit oder im Falle eines Nachrichtenempfängers ein elektrisches Signal sein. Am Ausgang der Regelstrecke, am Messort, befindet sich ein Messwertaufnehmer, der kontinuierlich den Ausgangswert der Regelstrecke misst. Der von diesem Aufnehmer, Fühler oder Geber gelieferte Wert aktiviert in der Regeltechnik einen Kraftschalter. Im Bereich der Funktechnik wird dies als Regelverstärker bezeichnet. Der Regelverstärker betätigt wiederum ein Stellglied, das im Wesentlichen ein Signalumwandler ist. Dieses Stellglied greift nun am Eingang der Regelstrecke (Stellort) ein und beeinflusst sie so, dass die Ausgangsgröße in der gewünschten Weise beeinflusst wird - der Regelkreis ist geschlossen.

In der Schaltungstechnik von Empfängern wird häufig auf den Regelverstärker verzichtet. Bei der automatischen Verstärkungsregelung dient beispielsweise eine Diode am Ausgang des ZF-Verstärkers als Messwertaufnehmer. Sie wandelt die ZF-Signalamplituden in eine proportionale Gleichspannung um. Diese Gleichspannung wird direkt als Basisspannung auf die zu regelnden Transistoren gegeben, ohne den Einsatz eines separaten Regelverstärkers.

 

9.54 Regelkreis mit Sollwerteinstellung

 

Oftmals wird eine Regelung verfeinert, indem ein genauer Sollwert für die Ausgangsgröße vorgegeben wird. Dafür wird eine Vergleichsstufe mit einem Sollwertgeber benötigt. Die Vergleichsstufe überprüft die Abweichung zwischen beiden Werten und liefert eine entsprechende Stellgröße an das Stellglied, um die Abweichung auf Null zu reduzieren.

 

9.55 Vorwärtsregelung

 

Die bisher besprochenen Anordnungen, einschließlich der Gegenkopplung, basieren auf Rückführungen und werden als Rückwärtsregelung bezeichnet. In manchen Fällen wird jedoch auch das Prinzip der Vorwärtsregelung angewendet. Dabei wird die störende Einflussgröße bereits am Ort ihres Entstehens gemessen, mit einem Sollwert, Bezugswert oder Referenzwert verglichen und daraus ein Steuersignal gebildet, das in die nachfolgende Stufe eingreift und die Ausgangsgröße konstant hält. Dies wird zum Beispiel zusätzlich bei stabilisierten Stromversorgungsteilen angewendet. Hierbei werden die Netzspannungsänderungen erfasst und ein im Strompfad liegender Transistor so gesteuert, dass die Ausgangsspannung des Netzteils konstant bleibt.

 

Automatische Verstärkungsregelung (AVR)

 

 9.56 Zweck der AVR

 

Wie bereits erwähnt, können die HF-Spannungen, die von den verschiedenen Sendern empfangen werden, sehr unterschiedlich sein. Sie variieren je nach Senderleistung, Entfernung zum Empfänger und atmosphärischen Bedingungen (Schwund oder Fading). Beim Durchstimmen des Empfängers würde dies zu starken Lautstärkeschwankungen führen, die für jeden Sender einzeln angepasst werden müssten. Um diese Unterschiede auszugleichen, wird die automatische Verstärkungsregelung (AVR) eingesetzt. Dadurch bleibt die Ausgangslautstärke trotz schwankender Eingangsspannung konstant. Der Empfänger muss so leistungsfähig sein, dass schwache Sender bereits ausreichend laut wiedergegeben werden. Für höhere Eingangsspannungen wird die Verstärkung dann entsprechend herabgeregelt.

 

9.57 AVR beim AM-Empfang

 

Für die automatische Verstärkungsregelung wird eine Regelspannung benötigt, die von der Größe der HF-Eingangsspannung abhängt. Diese Regelspannung wird durch Gleichrichtung der ZF-Spannung am Ausgang des ZF-Verstärkers gewonnen. In der Regel verwendet man dafür den bereits vorhandenen AM-Demodulator. Mit der gewonnenen Regelspannung, die proportional zur Eingangsspannung ist und möglicherweise verstärkt wird, wird dann die Verstärkung des ZF-Teils der Mischstufe oder des HF-Eingangsteils nachgeregelt, um die Spannung am Ausgang des ZF-Verstärkers konstant zu halten. Bei dieser Art der Regelung bleibt eine kleine Restabweichung abhängig von der Eingangsspannung bestehen, da sonst überhaupt keine Regelspannung erzeugt würde.

Die Regelspannungsleitung wird durch RC-Glieder mit Tiefpaßeigenschaften versehen, um sicherzustellen, dass nur langsame Spannungsänderungen am Ausgang die Regelung auslösen und nicht die normalen Lautstärke- oder Dynamikunterschiede bei Sprach- und Musikdarbietungen.

In einfacheren Empfängern regelt man nur den Verstärkungsgrad einer ZF-Stufe oder des ZF-Verstärkers. In der Regel beeinflusst man dabei die Vierpolwerte wie ß, gm oder S des aktiven Elements. Dies wird erreicht, indem der Arbeitspunkt in Bereiche mit geringerer Steilheit und somit geringerer Verstärkung verschoben wird. Es gibt auch Schaltungen, bei denen zusätzlich der Arbeitswiderstand RL oder ein anderer Resonanzwiderstand verringert wird, um die Verstärkung zu reduzieren. Dazu wird ein elektronischer Dämpfungswiderstand parallel zum Schwingkreis geschaltet. Dies verringert die Güte des Kreises und den Resonanzwiderstand. Gleichzeitig wird dadurch die Bandbreite erhöht (siehe Bild 4.14). Dies ist vorteilhaft, um starke Sender breitbandiger und damit klangtreuer zu empfangen. Zudem werden Abstimmungsgenauigkeiten dadurch weniger störend.

Beim FM-Empfang, also im UKW-Bereich, wird die ZF-Spannung nicht durch Regelung, sondern durch eine Begrenzerschaltung konstant gehalten.

 

9.58 Abwärtsregelung

 

Um die Verstärkung einer Stufe zu verändern, nutzt man die unterschiedlichen Steilheitswerte der Steuerkennlinie, also die Krümmung der Kennlinie, aus. Dabei legt man den Arbeitspunkt für kleine Spannungen in den steilen Teil der Kennlinie, beispielsweise auf den Punkt A1. Dies wird durch die Basisgleichspannung UBE erreicht. Kleine Eingangssignale führen dann zu einem Ausgangsstrom IC.

Für größere Eingangssignale wird durch die Regelspannung UR der Arbeitspunkt auf der Kennlinie abwärts zum Punkt A2 verschoben, der eine geringere Steilheit aufweist. Dadurch führt das größere Eingangssignal zu einem Ausgangsstrom IC', der etwa gleich groß ist wie zuvor IC. Somit bleibt die Ausgangsspannung in beiden Fällen gleich.

Allerdings ergibt sich ein kleiner Schönheitsfehler: Große Eingangssignale werden im stark gekrümmten Teil der Kennlinie verarbeitet, was zu einem höheren Klirrfaktor und Intermodulationsfaktor führt. In der Röhrentechnik wurden spezielle Regelröhren mit langen, flach auslaufenden Steuerkennlinien eingesetzt, um große Eingangssignale verzerrungsfrei verarbeiten zu können. Allerdings erforderten sie hohe Regelspannungen, um die lange Kennlinie effektiv nutzen zu können. Bei der Abwärtsregelung wird die Verstärkung also herabgesetzt, indem der Kollektorstrom IC oder der Anodenstrom IA verringert wird.

 

 

9.59 und 9.60 Aufwärtsregelung

 

Ein zweites Verfahren zur Veränderung der Verstärkung einer Stufe ist die Aufwärtsregelung, bei der der Kollektorstrom erhöht wird, um die Verstärkung zu verringern. Dieser scheinbare Widerspruch lässt sich am besten anhand von Bild 6.06 erklären. Dort steigt der Stromverstärkungsfaktor ß eines Transistors bis zum Kollektorstrom IQ = 6 mA kontinuierlich an. Dieser Bereich wird bei der Abwärtsregelung genutzt, bei der der Kollektorstrom reduziert wird, um die Verstärkung zu senken.

Bei der Aufwärtsregelung arbeitet man jedoch auf dem Teil der Kennlinie rechts vom Maximum des ß-Faktors, wo bei zunehmendem Kollektorstrom der ß-Faktor und somit die Verstärkung abnehmen. Spezielle Regeltransistoren wurden entwickelt, bei denen dieser Abfall sehr ausgeprägt ist, wie beispielsweise der AF109 R. In Bild 9.59 ist eine solche Kurve dargestellt, jedoch nicht für den ß-Faktor, sondern für die Leistungsverstärkung Vp. Dieser Effekt wird unterstützt, indem man bei der Aufwärtsregelung gleichzeitig die Spannung zwischen Kollektor und Emitter verringert. Dies wird durch einen Emitterwiderstand mit großem Widerstandswert erreicht. Bei steigendem Kollektorstrom erhöht sich die Teilspannung an diesem Widerstand, und somit verringert sich die Spannung zwischen Emitter und Kollektor.

Eine niedrige Spannung bei hohem Strom bedeutet jedoch auch einen niedrigen Ausgangswiderstand des Transistors. Dieser stark verringerte Ausgangswiderstand dämpft den angeschlossenen Schwingkreis und verringert die Verstärkung weiter, da der Wert von RL kleiner wird. Dadurch werden insgesamt Verstärkungsänderungen von etwa -40 dB erzielt. Die Aufwärtsregelung hat auch den Vorteil, dass sich der Aussteuerbereich bei höheren Kollektorströmen, also im herabgeregelten Zustand, vergrößert. Dies liegt daran, dass man nicht in den gekrümmten Teil der Kennlinie wie in Bild 9.58 gelangt, sondern in den linearen Teil, in dem die Verstärkung um 16 dB reduziert wurde.

Im Bereich von 0 bis -6 dB, also bei hoher Verstärkung, sind Antennenspannungen von etwa 20 mV zulässig, ohne dass störende Verzerrungen auftreten. Beim Herabregeln der Verstärkung auf -20 dB können dem Eingang jedoch Antennenspannungen von bis zu 90 mV zugemutet werden, ohne dass Kreuzmodulationen oder andere störende Effekte zu befürchten sind.

 

 

9.61 und 9.62 Dioden als Messwertaufnehmer

 

Die Diode D in Bild 9.61 richtet die ZF-Spannung und der durchfließende Richtstrom passiert den Widerstand R. Die Spannung, die über dem Widerstand R abfällt, wird geglättet und als Regelgleichspannung Up verwendet. Die Funktion als Messwertwandler oder Signalumsetzer ergibt sich aus der Kennlinie der Diode in Bild 9.62. Man nutzt die Diode, um die Höhe der ZF-Spannung abzutasten und daraus den Stellwert für die Regelschaltung zu gewinnen.

Je nachdem, ob man eine Aufwärts- oder Abwärtsregelung durchführt oder ob man NPN- oder PNP-Transistoren mit der Regelspannung steuern möchte, werden positive oder negative Regelspannungen benötigt. Daher muss die Diode D entsprechend gepolt sein. In Bild 9.61 liefert sie die positive Spannung +Up.

 

 9.63 Regelverstärker

 

In größeren Empfängern wird ein Emitterfolger als Impedanzwandler zwischen dem Diodenkreis und der Regelleitung eingefügt, da bipolare Transistoren eine Steuerleistung benötigen. Durch den Emitterfolger mit seiner niedrigen Ausgangsimpedanz kann eine größere Stromstärke an die Regelspannungsleitung geliefert werden. Gleichzeitig verstärkt dieser Transistor auch die Leistung der NF-Signale, die ebenfalls von der Diode stammen.

 

9.64 Abwärtsregelung einer Zf-Verstärkerstufe

 

In diesem zweistufigen AM-Zf-Verstärker wird der erste Transistor abwärts geregelt. Es handelt sich um einen pnp-Typ, bei dem die Basis im Ruhezustand eine Vorspannung von -0,5 V gegenüber der Bezugsspannung aufweist, was einer Spannung von 0,2 V (200 mV) zwischen Emitter und Basis entspricht. Diese Arbeitspunktspannung wird durch den Trimmwiderstand R1 eingestellt. Die Zf-Gleichrichterdiode ist so gepolt, dass bei Empfang eines Senders der Punkt P positiv gegenüber der Bezugsspannung wird. Dadurch wird auch über den Widerstand R2 das Basispotential weniger negativ und nähert sich dem Emitterpotential an. Dadurch verringern sich der Emitter- und Kollektorstrom, und die Verstärkung der Stufe nimmt ab.

Bei einem geregelten Transistor spielt auch die spannungsabhängige Sperrschichtkapazität zwischen Basis und Emitter eine gewisse Rolle. Beim Regeln ändert sich der Kapazitätswert und kann die Resonanzfrequenzen beeinflussen. Daher muss ein Transistorempfänger bei minimaler Eingangsspannung abgeglichen werden, um eine optimale Empfindlichkeit zu gewährleisten. Bei größeren Eingangsspannungen haben die auftretenden Abstimmungsabweichungen aufgrund der Regelung weniger schädliche Auswirkungen.

 

9.65 Transistor-Zf-Stufe mit Zusatzregelung

 

Bei einer Abwärtsregelung, bei der der Kollektorstrom abnimmt, verringern sich die Ein- und Ausgangskapazitäten des Transistors, während die internen Widerstände größer werden. Dadurch werden die angeschlossenen Zf-Kreise weniger gedämpft, und die Bandbreite wird bei starken Sendern schmaler. Dies ist ungünstig, insbesondere wenn eine größere Bandbreite für eine bessere Wiedergabe gewünscht wird und eine hohe Trennschärfe nicht erforderlich ist. Aus diesem Grund wird eine dämpfende Zusatzregelung verwendet. Diese verhindert, dass die Verstimmungen so stark in Erscheinung treten und vergrößert sogar die Bandbreite.

Die Schaltung entspricht im Wesentlichen der vorherigen, jedoch mit dem Hinzufügen des Widerstands R5 in der Kollektorleitung des ersten Transistors und der Diode D2. Die Diode D2 ist durch die Widerstände R6 und R7 so vorgespannt, dass ihre Anode negativer als ihre Kathode ist. Die Diode sperrt also und hat ohne ein Signal keinen Einfluss auf die Schaltung. Beim Abwärtsregeln des ersten Zf-Transistors verringert sich sein Kollektorstrom, und somit verringert sich auch die Spannung über dem Widerstand R5. Das Kathodenpotential der Diode D2 wird dadurch stärker negativ, wodurch die Diode leitend wird. Sie stellt einen Widerstand dar, der den ersten Zf-Kreis bedämpft. Dadurch wird die Zf-Spannung herabgesetzt und die Bandbreite vergrößert. Aufgrund der größeren Bandbreite wird auch der verstimmende Einfluss der Sperrschichtkapazität weniger störend.

 

9.66 Regelspannungsverstärker

 

Der erste Transistor des nach der Diode folgenden Nf-Verstärkers ist direkt über eine Drossel mit dem Diodenkreis gekoppelt. Die Drossel und der Kondensator C dienen als Tiefpass, um Zf-Reste vom Nf-Transistor fernzuhalten. Wenn die von der Diode gelieferte Richtspannung steigt, steigt auch der Kollektorstrom des Nf-Transistors. Dadurch sinkt die Spannung am Kollektor selbst sowie an den Widerständen R4 und R5. Ein Teil dieser nun weniger negativen Spannung wird als Regelspannung am Trimmwiderstand R5 abgegriffen und den geregelten Transistoren zugeführt, was einer Aufwärtsregelung entspricht. Durch die Gleichstromverstärkung werden die Regelleistung und der Wirkungsgrad der Regelung verbessert. Die Widerstände R1 und R2 dienen als Basisspannungsteiler, während R3 der Belastungswiderstand der Diode ist.

 

 9.67 Schwellenwert-Regelung

 

Um zu verhindern, dass schwache Sender weiter heruntergeregelt werden, lässt man die erzeugte Regelspannung erst oberhalb eines bestimmten Schwellenwertes wirken. Dies wird durch die Diode in der Regelleitung realisiert. Die Basisspannung A des geregelten Transistors wird über den Spannungsteiler R1/R2 so eingestellt, dass sie bei kleinen Signalspannungen weniger negativ ist als die Regelspannung am Punkt B. Dadurch ist die Diode in Sperrrichtung vorgespannt und es gelangt keine Regelspannung zum Transistor. Erst wenn die Eingangsspannung und damit die Regelspannung groß genug sind, wird die Diodenanode positiver als die Kathode und die Diode leitet. Die Regelung setzt ein. Gleichzeitig hat dies einen ähnlichen Effekt wie in Bild 9.65. Sobald die Diode Strom führt, wird der Basiskreis zusätzlich belastet. Die Resonanzkurve wird flacher und die Bandbreite größer.

 

9.68 Stromverteilungsregelung

 

In dieser Schaltung werden zwei Transistoren mit einem gemeinsamen großen Emitterwiderstand betrieben, um die Summe der Kollektorströme konstant zu halten. Die Eingänge für die Signalspannung sind parallel geschaltet. Die Schaltung arbeitet als Differenzverstärker für den Regeleffekt. Die Basisgleichspannung des oberen Transistors wird durch den Spannungsteiler R5/R6 von der Betriebsspannung fest eingestellt. Die Basis des unteren Transistors erhält die Regelspannung. Dieser Transistor wird aufwärts geregelt, was zu einem Anstieg des Kollektorstroms führt. Durch diesen Anstieg des Kollektorstroms verringert sich der Kollektorstrom des oberen Transistors, da die hochohmigen Emitterwiderstände R3 und R4 ähnlich wie der gemeinsame Emitterwiderstand Ree in der Schaltung in Bild 8.51 wirken. Durch die Herabregelung des Kollektorstroms des oberen Transistors sinkt seine Verstärkung und somit die Verstärkung der unsymmetrisch angekoppelten Zf-Stufe, die nur an diesen Transistor angeschlossen ist. Ähnliche regelbare Verstärkerstufen mit zwei symmetrisch angeordneten Transistoren wurden bereits in den Bildern 8.53, 8.57 und 8.58 besprochen. Die Anordnung in Bild 8.58 wird hauptsächlich in integrierten Schaltungen verwendet.

 

Automatische Frequenzabstimmung

 

 

9.71 Funktionsprinzip

 

Für Laien ist es schwierig, einen Empfänger genau auf die richtige Trägerfrequenz abzustimmen, selbst wenn eine Abstimmanzeigevorrichtung vorhanden ist. Auch kann die Oszillatorfrequenz des Gerätes sich durch irgendwelche Einflüsse im Laufe der Zeit etwas verschieben. Dies ergibt eine andere Zwischenfrequenz, die Abstimmung läuft weg, und die Wiedergabe wird verzerrt.

Bei Geräten mit selbsttätiger Scharfabstimmung wird deshalb der Oszillatorkreis bei kleinen Frequenzabweichungen automatisch um geringe Beträge nachgeregelt, bis er wieder auf der genauen Sollfrequenz steht. Die Fehlabstimmung der Vorkreise wird im Allgemeinen nicht korrigiert. Dies würde einen höheren Aufwand erfordern, außerdem haben sie keinen so großen Einfluss auf die Wiedergabegüte, es sei denn, dass ein frequenzbenachbarter Sender stärker durchschlägt, wenn der Vorkreis auf dessen Frequenz zu liegen kommt.

Grundprinzip der automatischen Scharfabstimmung oder automatischen Frequenzregelung (AFR): Bei falscher Oszillatorabstimmung ist die Zwischenfrequenz zu groß oder zu klein. Mit einem FM-Demodulator kann man eine Gleichspannung erzeugen, die bei Verstimmung in einer Richtung ein positives und in der anderen Richtung ein negatives Vorzeichen hat. Mit dieser Nachregelspannung wird ein Nachstimmorgan betätigt, das den Oszillator im richtigen Sinn auf die Sollfrequenz zieht. Über den Zwischenfrequenzverstärker hinweg ergibt sich damit der geschlossene Regelkreis.

 

9.72 Verlauf der Nachregelspannung

 

Die für den UKW-Empfang üblichen FM-Demodulatoren liefern neben der gewünschten NF-Spannung beim Durchstimmen noch zusätzlich den in der Kurve dargestellten Gleichspannungsverlauf. Bei genauer Abstimmung, also bei der Frequenz fo, ist die Spannung Null. Sie steigt beim Verstimmen in einer Richtung zu positiven, in der anderen zu negativen Werten. In einem gewissen Abstand von der Mittenfrequenz flacht sie sich dann ab. Diese Kurve geht zurück auf die in den Bildern 4.17, 4.19 und 4.46 behandelten Phasengänge von Schwingkreisen. Der FM-Demodulator setzt die Phasenwinkel gewissermaßen in proportionale Spannungswerte um.

 

9.73 Nachstimmschaltung

 

Die frequenzabhängige Regelspannung steuert eine Kapazitätsdiode D1, deren Kapazitätswert von der angelegten Sperrspannung abhängt (vgl. Bild 5.07). Diese Diode liegt über zwei Kondensatoren von je 10 pF parallel zum UKW-Oszillatorkreis. Die Diode ist über einen Spannungsteiler, bestehend aus einem 10-kOhm-Widerstand und der Diode D2, von der Betriebsspannung her im Sperrbereich mit -1,1V vorgespannt. D2 dient als Stabilisationsdiode nach Bild 5.19. Sie hält den Arbeitspunkt bzw. die Grundkapazität der Nachstimmdiode D1 konstant, und die Abstimmung kann sich durch Betriebsspannungsänderungen nicht verschieben.

Weicht nun z. B. die Zwischenfrequenz des Empfängers zu höheren Werten hin ab, dann wird eine negative Nachregelspannung -Ur erzeugt (vgl. Bild 9.72) und gelangt an die Kathode der Kapazitätsdiode. Die Sperrspannung wird geringer, die Kapazität der Diode nimmt zu, und die Oszillatorfrequenz wird niedriger, bis sich wieder die richtige Abstimmung einstellt. Die Schaltung hält einen eingestellten starken Sender in einem Bereich von ±250 kHz fest (Haltebereich). Sie fängt ihn, wenn man sich von einer anderen Station her nähert. Damit Fang- und Haltebereich konstant bleiben, liegen von der Regelleitung gegen die Bezugsleitung die gegensinnig geschalteten Dioden D3 und D4. Sie begrenzen die vom Demodulator kommende Regelspannung auf etwa ±0,6 V, so dass die Kapazitätsdiode C1 mit Spannungen von -1,1 ± 0,6 V, d. h. von -0,5 V bis -1,7 V gesteuert wird. Die dabei auftretenden Kapazitätsänderungen betragen nur wenige Picofarad. Sie werden durch die beiden in Reihe liegenden 10-pF-Kondensatoren nochmals in ihrer Auswirkung auf die Abstimmung des Oszillatorkreises herabgesetzt.

 

9.74 Wirkung der automatischen Scharfabstimmung

 

Der Haltebereich einer Scharfabstimmung muss größer sein als der Frequenzhub von ±75 kHz des frequenzmodulierten Senders, da dies sonst wenig nützlich wäre. Dies kann jedoch den Nachteil haben, dass eine Station, die sich frequenzmäßig dicht neben dem eingefangenen Sender befindet, nicht mehr abgestimmt werden kann. Die Abstimmautomatik rastet immer auf den Sender mit der größeren Feldstärke ein. Solche Unstimmigkeiten traten beispielsweise 1971 bei der Inbetriebnahme des UKW-Programms Bayern 3 auf 98,6 MHz auf. Die Hörer konnten das Programm von Österreich 3 auf 99,0 MHz nicht mehr empfangen.

In solchen Fällen ist es günstig, die automatische Scharfabstimmung abschalten zu können, um genau auf den gewünschten Sender abzustimmen. Diese Möglichkeit ist im vorherigen Bild 9.73 durch den Schalter S angedeutet. Wenn der Schalter geschlossen wird, liegt die Nachstimmdiode fest bei -1,1 V, und die Senderabstimmung folgt genau der Bewegung des Abstimmknopfes. Diese Abschaltmöglichkeit der automatischen Scharfabstimmung ist auch bei Stationstasten sinnvoll, um sie zunächst präzise auf den gewünschten Sender einzustellen. Wenn ein solcher Schalter am Gerät vorhanden ist, der oft mit AFR oder AFC gekennzeichnet ist, sollte der Fachhändler oder Servicetechniker den Benutzer des Gerätes gut über die Bedeutung und Handhabung informieren.

 

Stabilisierte Stromversorgungen

 

9.81 Prinzip der Serienstabilisierung

 

In Empfängern mit automatischer Scharfabstimmung und auch in Empfängern mit Diodenabstimmung ist es wichtig, sehr stabile Versorgungsspannungen zu haben, da Spannungsschwankungen die Abstimmung beeinflussen könnten. Stabilisierte Spannungen sind auch für batteriebetriebene Empfänger und Autosuper empfehlenswert, um die großen Spannungsunterschiede zwischen frischen und entladenen Batterien auszugleichen.

Das Prinzip dieser stabilisierten Stromversorgungsgeräte basiert in den meisten Fällen auf einem Regelkreis mit einem Sollwertgeber (siehe Bild 9.54). Als Sollwert dient eine konstante Bezugs- oder Referenzspannung URef. Diese wird mit der Ausgangsspannung Ua oder einer davon abgegriffenen Teilspannung U'a verglichen. Die Differenz zwischen ihnen wird in eine Stellspannung Ust umgewandelt. Diese Stellspannung steuert, möglicherweise über einen Regelverstärker, einen Serienwiderstand Rg in der Stromzuführung zum Verbraucher Rb. Dabei wird der Widerstandswert größer, wenn die Ausgangsspannung Ua aus irgendeinem Grund steigen möchte. Dadurch nimmt der nun größere Serienwiderstand den Spannungsüberschuss auf, und die Nutzspannung bleibt stabil. Die Eingangsspannung Ub muss also größer sein als die gewünschte Nutzspannung, um einen Spannungsüberschuss für den Serienwiderstand Rg zur Verfügung zu haben.

 

9.82 Transistor als Serienstabilisator

 

Um die Stabilisierung zu erreichen, wird ein Transistor als elektronisch steuerbarer Serienwiderstand eingesetzt. Als Bezugs- oder Referenzspannung dient die Konstantspannung Uz einer Zener-Diode. Diese Zener-Diode ist mit einem Vorwiderstand R in einer Stabilisierungsschaltung nach dem Prinzip von Bild 5.21 geschaltet. Die konstante Bezugsspannung Uz ist im Basiskreis des Transistors entgegengesetzt zur Ausgangsspannung Ua geschaltet. Die Spannungsdifferenz zwischen ihnen ergibt die Steuerspannung Ust des Transistors, das heißt die Basis-Emitterspannung UBE.

Ua = Uz - UBE

Die Ausgangsspannung Ua ist um den Wert UBE kleiner als die Spannung Uz der Zener-Diode. Wenn die Ausgangsspannung steigt, wird die Spannung UBE an der Emitter-Basisdiode kleiner. Dadurch sinkt der Basisstrom und somit auch der Emitterstrom, was wiederum zu einem geringeren Spannungsabfall Ua = Ic * RL führt. Die Ausgangsspannung wird also herabgeregelt und der Spannungsanstieg verringert sich. Es ist kein spezieller Regelverstärker erforderlich, da die Steuerspannung direkt auf die Basis des Serientransistors wirkt. Die Schaltung ist lediglich an zwei Bedingungen geknüpft:

1. Die Ausgangsspannung muss immer etwas kleiner sein als die Nennspannung der Zener-Diode, daher muss eine passende Zener-Diode verwendet werden.
2. Der von der Schaltung aufgenommene Strom Ic folgt der Gleichung Ic = β * iB. Wenn hohe Nutzströme benötigt werden, muss eine Zener-Diode verwendet werden, die einen entsprechend hohen Basisstrom ermöglicht, beispielsweise ein Typ mit einer höheren zulässigen Verlustleistung.

 

9.83 Der einfache Serienstabilisator ist ein Emitterfolger

 

Wenn man Bild 9.82 leicht umzeichnet wie hier in Bild 9.83, erkennt man den bekannten Emitterfolger, der bereits in Bild 8.06 als steuerbarer Widerstand behandelt wurde. Der Emitterfolger weist zwei wirksame Stabilisierungsfaktoren auf, wie in Bild 9.40 und 9.41 beschrieben:

1. Er arbeitet mit 100% Stromgegenkopplung, was bedeutet, dass er sich grundsätzlich gegen Stromänderungen widersetzt. Die Spannung am Lastwiderstand tendiert dazu, konstant zu bleiben.
2. Die Spannungsverstärkung des Emitterfolgers ist nur geringfügig kleiner als 1, daher ist auch die Ausgangsspannung nur geringfügig kleiner als die Steuerspannung Uz an der Basis des Transistors. Angenommen, UA = 0,95 Uz. Da die Steuerspannung Uz durch die Zener-Diode konstant gehalten wird, ist auch die Ausgangsspannung Ua an die Nennspannung der Zener-Diode gebunden und somit konstant, unabhängig von Schwankungen in der Eingangsspannung oder Laständerungen.

 

Bild 9.84 Serienstabilisierung mit Regelverstärker und einstellbarer Ausgangsspannung

 

Eine erweiterte Variante der einfachen Serienstabilisierung (Bild 9.82) besteht darin, einen Regelverstärker mit dem Transistor T2 hinzuzufügen. Dies ermöglicht eine Stabilisierung höherer Ausgangsspannungen mit geringeren Steuerströmen. Wenn die Ausgangsspannung Ua aus irgendeinem Grund ansteigt, reagiert der Regelverstärker und steuert den Transistor T1. Durch die positive Steuerspannung Ußß2 an der Basis von T2 erhöht sich der Kollektorstrom, was zu einer größeren Spannung über dem Widerstand R2 führt. Diese Spannung wirkt sich negativ auf die Basis von T1 aus, wodurch der Kollektorstrom von T1 verringert wird. Dadurch erhöht sich der Serienwiderstand von T1 und die gestiegene Ausgangsspannung Ua wird wieder heruntergeregelt.

In dieser Schaltung liefert eine Zener-Diode die Referenzspannung Uz für den Transistor T2. Durch die Verwendung eines Regelverstärkers kann die Ausgangsspannung Ua nun höher als Uz sein und dennoch effektiv stabilisiert werden. Durch das Einstellen des Abgriffs am Potentiometer P kann die Ausgangsspannung auf den gewünschten Wert eingestellt werden. Diese erweiterte Serienstabilisierung ermöglicht somit eine größere Flexibilität bei der Einstellung und Stabilisierung der Ausgangsspannung.

 

Bild 9.85 Doppelt geregelte Stromversorgung

 

Die Transistoren T1 und T2 arbeiten als Darlington-Stufe, um die Regelfreiheit zu erhöhen. T3, ein Teil des Differenzverstärkers, wird mit der Spannung der Z-Diode und einem Teil der Ausgangsspannung verglichen, ähnlich wie in den vorherigen Schaltungen. Über die Rückführungsschleife mit R5, P, T4 und T2 wird die übliche Rückwärtsregelung durchgeführt.

Darüber hinaus wird über den Transistor T3 eine Teilspannung am Eingang des Gerätes abgegriffen. Diese Vorwärtsregelung ermöglicht eine effektive Reduzierung großer Schwankungen der Eingangsspannung. Die Verstärkerwirkung der Gesamtschaltung ermöglicht den Einsatz einer Z-Diode mit niedriger Nennspannung und geringem Querstrom zur Erzeugung der Referenzspannung.

Die Schaltungen in Bild 9.84 und 9.85 können auch als integrierte Schaltungen in einem Siliziumplättchen realisiert werden. Durch die Ausführung der Anschlüsse für das Einstellpotentiometer, die Siebkondensatoren sowie den Eingangs- und Ausgangsanschluss kann die gesamte Stabilisierungseinheit in einem einzigen Transistorgehäuse untergebracht werden.

In stabilisierten Netzgeräten für Laborzwecke und zur Versorgung größerer elektronischer Anlagen werden häufig auch Strombegrenzerschaltungen verwendet, um den Ausgangsstrom auf einen maximal zulässigen Wert einzustellen. Dies dient dazu, eine Überlastung angeschlossener Geräte zu verhindern. Darüber hinaus sind elektronische Kurzschlusssicherungen möglich, die den Stromkreis unterbrechen, wenn ein Kurzschluss am Ausgang auftritt. Dies schützt den Serien-Regeltransistor des Gerätes vor Überlastung und Zerstörung.

Diese Einrichtungen basieren oft auf dem Prinzip eines Widerstands im Hauptstromkreis. Der Spannungsabfall über diesen Widerstand wird an eine Schaltung weitergeleitet, die den Laststrom begrenzt oder unterbricht, wenn er den zulässigen Wert überschreitet.

 

10. Gleichrichter und Demodulatoren

 

 10.01 Blockschaltung

 

Die Betriebsspannung von Transistorempfängern und die Anodenspannung von Röhrenempfängern müssen Gleichspannungen sein. Um sie aus der Wechselspannung des Lichtnetzes zu gewinnen, werden Gleichrichter eingesetzt. Dabei kommen Einweg- oder Zweiweg-Gleichrichterschaltungen zum Einsatz. Durch den Einsatz von Kondensatoren und Siebgliedern wird die Gleichspannung von der überlagerten Brummspannung gereinigt. Anschließend wird die gereinigte Gleichspannung zur Stromversorgung des Empfangsteils verwendet, das hier und in den folgenden Abbildungen einfach durch den Verbraucher RL dargestellt wird

 

10.02 Ladekondensator und Siebglied

 

In den meisten Fällen wird der Gleichrichterkreis über einen Transformator Tr mit dem Lichtnetz verbunden:
1. Um den gewünschten Spannungswert durch Transformieren zu erhalten.
2. Um eine direkte Verbindung der Empfängerschaltung mit dem Lichtnetz zu vermeiden, um eine sichere Handhabung der Antennen-, Erdungs- und Lautsprecherleitungen zu gewährleisten.

Wenn die positive Halbwelle der Wechselspannung an der Diodenanode anliegt, leitet die Diode und die Spannung des Transformators gelangt direkt zum Ladekondensator Cl und dem weiteren Teil der Schaltung. Der Kondensator lädt sich auf den Spitzenwert der Wechselspannung auf und dient auch während der Sperrzeit als Gleichspannungsquelle. Allerdings fällt die Spannung aufgrund des Stromverbrauchs während dieser Zeit leicht ab, was zu einer pulsierenden Gleichspannung am Ladekondensator führt.

Die entstehende Wechselspannung durch das Pulsieren wird durch das Siebglied Rg - Cg, das als Tiefpass wirkt, unterdrückt. Dadurch wird dem Verbraucher Rl, also der eigentlichen Geräteschaltung, eine saubere Gleichspannung zugeführt. Bei großem Strombedarf wird anstelle des Siebwiderstands Rg oft eine Induktivität, also eine Drossel, verwendet, da dadurch der Wechselspannungsanteil noch besser unterdrückt und der Spannungsabfall geringer gehalten werden kann. Da in dieser Schaltung mit einer Gleichrichterstrecke nur eine Halbwelle wirksam ist und nur in einer Richtung Strom fließt, wird sie als Einweggleichrichtung bezeichnet.

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10.03 Brummspannung

 

Der Ladekondensator eines Gleichrichters lädt sich während der gleichgerichteten Stromstöße jeweils bis zum Spitzenwert der Wechselspannung auf. In den Pausen zwischen den Stromstößen entlädt er sich über den Verbraucher, sodass auch während der Sperrzeit der Diode eine Gleichspannung erhalten bleibt. Diese Gleichspannung verringert sich lediglich durch die Entladung des Kondensators, wie durch die stark gezeichnete Linie dargestellt, und zwar umso weniger, je größer die Kapazität Cl und je geringer der Stromverbrauch I ist. Die Spannung am Kondensator besteht also aus einer mittleren Gleichspannung mit einer überlagerten Wechselspannung. Auf eine Periode der Netzspannung entfällt ein Schwingungszug dieser etwa sägezahnförmigen Spannung. Die Grundfrequenz dieser überlagerten Wechselspannung beträgt daher 50 Hz.

Diese überlagerte Wechselspannung würde zu einem störenden Brummton in der Empfängerschaltung führen, daher wird sie als Brummspannung bezeichnet. Eine Faustformel für den Effektivwert der Brummspannung bei Einweggleichrichtung lautet: Ubr = 4,5 * I / C.

Das nachgeschaltete Siebglied reduziert diese Brummspannung entsprechend des Siebfaktors. Ein Beispiel dafür wurde in Bild 4.03 durchgerechnet, wobei sich ein Siebfaktor ergab, der die Störsignale um etwa 1/20 reduziert. Daher würde die Brummspannung nach diesem Siebglied nur noch 0,036 V (36 mV) betragen. Für empfindliche Empfängerstufen werden zusätzliche Siebglieder in die Stromversorgungsleitungen geschaltet, um die Brummspannung weiter zu reduzieren.

 

10.04 Messen der Brummwechselspannung

 

Die zuvor berechneten Spannungswerte sind Annäherungswerte. Die Spitzenwerte, insbesondere am Ladekondensator, sind höher. Andererseits ist das Siebglied für die in dieser sägezahnartigen Kurve enthaltenen Oberschwingungen noch wirksamer als für die Grundfrequenz.

Um Brummstörungen aus dem Netzgleichrichter zu überprüfen, kann die Brummwechselspannung mit einem hochohmigen Wechselspannungsvoltmeter über einen Kondensator von 0,5 µF an den Punkten A und B gemessen werden. Die Brummwechselspannung sollte bei Punkt A weniger als 1/1000 und bei Punkt B weniger als 1/100 der Gleichspannung betragen. Beim Messen sollte zunächst der höchste Messbereich gewählt werden, da andernfalls das Messgerät durch den Ladestromstoß des Vorschaltkondensators überlastet werden könnte. Eine alternative Methode zur Darstellung des Einflusses des Ladekondensators und des Siebglieds ist die Verwendung eines Oszillografen anstelle des Voltmeters. An Punkt A ergibt sich etwa der in Bild 10.03 dargestellte Kurvenverlauf, während die Spannung am Punkt B deutlich geringer ist und eine höhere Verstärkung am Oszillografen erforderlich ist. Darüber hinaus weist die Brummwechselspannung am Punkt B eine stärkere Wellenform auf, da die höheren Harmonischen durch den Tiefpass stärker unterdrückt werden.

 

10.05 Zweiweggleichrichtung

 

Wenn man zwei Einweggleichrichter aus zwei aufeinanderfolgenden Wicklungen eines Netztransformators speist und sie auf einen gemeinsamen Verbraucher Rl wirken lässt, verursachen die aufeinanderfolgenden Halbwellen der Wechselspannung abwechselnd in dem einen oder anderen Gleichrichterkreis einen Stromstoß. Dies ist in der Abbildung 10.05 mit den schwarzen Pfeilen und den Zahlen 1 bis 3 für den oberen Kreis dargestellt. Für die entgegengesetzt gerichtete Halbwelle am Netztransformator sperrt die obere Diode, während im unteren Gleichrichterkreis ein Strom fließt, der durch die weißen Pfeile 4 bis 6 gekennzeichnet ist. Die Stromstöße im oberen und unteren Kreis laden den Kondensator Cl stets in gleicher Richtung auf. Dadurch erhöht sich die Nutzstromstärke im Vergleich zu einem Einweggleichrichter. Diese Schaltung wird als Zweiwegschaltung oder als Mittelpunktgleichrichter bezeichnet. Bei Röhrengleichrichtern werden die beiden Röhrensysteme in einem Kolben mit gemeinsamer Kathode und zwei Anoden vereint, wie in Abbildung 10.05b dargestellt.

 

10.06 Brückengleichrichter (Graetz-Gleichrichter)

 

Die Verwendung einer Zweiweggleichrichtung gemäß Abbildung 10.04 erfordert einen Transformator mit zwei in Reihe geschalteten Sekundärwicklungen. Jede Wicklung liefert eine Wechselspannung, die in etwa der benötigten Gleichspannung entspricht. Wenn eine Gleichspannung von 24 V benötigt wird, sind also 2 • 24 V = 48 V erforderlich. Dies erfordert die doppelte Anzahl von Wicklungen und eine Abgriffstelle in der Mitte. Das Wickeln ist jedoch relativ teuer. Diese Kosten können eingespart werden, indem man nur eine Wicklung für die gewünschte Spannung verwendet und vier Gleichrichter gemäß Abbildung 10.06a anordnet.

Dies ist im Wesentlichen ebenfalls eine Zweiweggleichrichtung. Mit schwarzen Pfeilen ist der Strompfad dargestellt, wenn sich eine positive Halbwelle am oberen Ende der Transformatorwicklung befindet. In diesem Fall leiten die Gleichrichterstrecken D1 und D3 den Strom, wie durch die sechs schwarzen Pfeile gekennzeichnet. Die Gleichrichter D2 und D4 sperren während dieser Halbwelle. Wenn sich die Polarität am Transformator umkehrt, werden D2 und D4 leitend. Aus Gründen der Übersichtlichkeit sind in diesem Fall nur drei weiße Pfeile eingezeichnet. Der Strompfad kann jedoch leicht verfolgt werden. Die andere Halbwelle lädt den Kondensator Cl also in gleicher Richtung auf, was eine Zweiweggleichrichtung bedeutet.

Diese Brückengleichrichter oder Graetz-Gleichrichter bestehen aus vier Diodenstrecken und werden in der Regel als gekapselte oder vergossene Bausteine geliefert. In umfangreicheren Schaltungen findet man auch das vereinfachte Schaltsymbol gemäß Abbildung 10.06b.

 

10.07 Kurvenform bei Zweiweggleichrichtung

 

Bei der Zweiweggleichrichtung werden beide Halbwellen in Gleichstrom umgewandelt. Der Spannungsverlauf besteht aus einer doppelten Abfolge von Gleichspannungsstößen im Vergleich zur Einweggleichrichtung. Die negative Halbwelle erscheint nach oben geklappt. Die Frequenz der überlagerten Wechselspannung ist also doppelt so hoch wie bei der Einweggleichrichtung gemäß Abbildung 10.03, d. h. fbr = 100 Hz. Die Spannung am Kondensator sinkt daher zwischen den Aufladungen nicht so stark ab, die Brummspannung ist geringer und die mittlere Gleichspannung größer als bei der Einweggleichrichtung.

Die Faustformel für die Größe der Brummspannung lautet: Ubr = 2.1 * I / C. Dies bedeutet, dass die Brummspannung merklich geringer ist als bei der Einweggleichrichtung. Außerdem lässt sich die für die Zweiweggleichrichtung typische Brummfrequenz von 100 Hz leichter mit Siebgliedern unterdrücken.

In der Faustformel für die Brummspannung können gelegentlich auch andere Zahlenfaktoren verwendet werden, z. B. 1,8 anstelle von 2,1. Beachten Sie hierzu die Fußnote '1' in Abbildung 10.03.

 

AM-Demodulation

 

10.11 Gleichrichtung modulierter Hochfrequenz

 

Eine amplitudenmodulierte Hochfrequenzschwingung, die vom Sender ausgestrahlt wird, besteht gemäß Abbildung 2.82 aus der Trägerfrequenz und den eng benachbarten Seitenfrequenzen. Die ursprüngliche Niederfrequenzschwingung ist darin nur noch versteckt enthalten und muss durch spezielle Signalumsetzer zurückgewonnen oder demoduliert werden. Hierfür legt man die modulierte Hochfrequenzspannung an eine Einweg-Gleichrichterschaltung an. Diese schneidet die negativen Halbwellen ab, und es ergibt sich der Stromverlauf wie auf der rechten Seite in Abbildung 10.11 dargestellt.

In dieser Schaltung wird ein Ladekondensator mit einer geringen Kapazität verwendet, der nur die Spitzenwerte der Hochfrequenzspannung bis zur nächsten Halbwelle hält. Dadurch entsteht der im Bild dick eingezeichnete Kurvenverlauf. Am Lastwiderstand entsteht eine Gleichspannung, die dem Mittelwert des Gleichstroms I entspricht, sowie eine überlagerte Tonfrequenzspannung. Die Höhe des Gleichspannungsanteils hängt von der Eingangsspannung des Empfängers ab und wird für Steuer- und Regelzwecke genutzt. Dieses Verfahren wird als Hüllkurvendemodulation bezeichnet, da die Hüllkurve der modulierten Hochfrequenzschwingung gewonnen wird.

 

10.12 Diode in Serie mit dem Lastwiderstand

 

Diese Schaltung entspricht im Prinzip einem Einweggleichrichter. Die Richtspannung entsteht am Ableitwiderstand R, während Punkt P die Niederfrequenzspannung sowie eine mittlere Gleichspannung gegenüber der Bezugsleitung führt. Die Niederfrequenzspannung wird über den Kondensator C2 abgenommen. Der parallel zum Widerstand R liegende Kondensator C dient als Ladekondensator für die gleichgerichteten Hochfrequenz-Halbwellen.

Die Grenzfrequenz dieses RC-Gliedes muss hoch genug sein, um Tonfrequenzen nicht wesentlich zu beeinträchtigen. Typische Werte für R liegen im Bereich von 5...20 kOhm und für C im Bereich von 1...5 nF. Dadurch werden höhere Tonfrequenzen unterdrückt. Dies wird für den AM-Empfang akzeptiert, da die Trägerfrequenzen sowieso nur einen Abstand von 9 kHz = 9000 Hz haben.

Für ältere Empfänger mit Vakuumdioden waren üblicherweise Werte von R = 300 kOhm und C = 100 pF verwendet. Aufgrund des sehr hochohmigen Eingangs der nachfolgenden ersten Niederfrequenz-Röhre konnte der Diodenbelastungswiderstand ebenfalls hochohmig gestaltet werden.

Die im Widerstand R verbrauchte Leistung wird dem Schwingkreis entzogen, wodurch R eine Belastung oder Dämpfung des Kreises darstellt. Diese Belastung kann als Äquivalent eines Dämpfungswiderstands von R/2 betrachtet werden, der parallel zum Kreis liegt und an der Hochfrequenz-Wechselspannung Uc liegt. Die verbrauchte Leistung im Widerstand beträgt Peff = Ueff² / Rd, wobei Ueff der Effektivwert der Wechselspannung ist. Diese Leistung erscheint auch als Gleichstromleistung P im Ableitwiderstand R, und die Gleichspannung U daran ist bei ausreichend hohem Wert von R annähernd gleich dem Spitzenwert Uc der Wechselspannung, also P = U² / R.

Um sicherzustellen, dass die beiden Leistungen gleich sind, sodass Rd den Gesamtverbraucher darstellt, ergibt sich Rd = R/2. Dies bedeutet, dass die Belastung durch den Diodenkreis so wirkt, als ob ein ohmscher Widerstand von R/2 parallel zum Resonanzwiderstand des Schwingkreises liegt. Bei niedrigen Widerstandswerten von 5...20 kOhm, wie zuvor angegeben, wird oft eine Kopplungswicklung mit geringer Windungszahl verwendet, um den Widerstandswert anzupassen und die Dämpfung zu verringern.

 

10.13 Diode parallel zum Lastwiderstand

 

Bei dieser Schaltungsvariante ist die Reihenfolge von Diode und Ladekondensator vertauscht. Es kann ein Kondensator (gestrichelt im Bild) in die Bezugsleitung eingefügt werden, um den Schwingkreis vom Diodenkreis gleichspannungsmäßig zu trennen. Dadurch können die beiden Kreise auf unterschiedlichen Potentialen liegen.

Die Funktionsweise ist wie folgt: Der Kondensator C und der Widerstand R haben die gleichen Werte wie in Bild 10.12. Die Diode leitet, wenn die positive Halbwelle über den Kondensator C an ihre Anode angelegt wird. Beim Durchleiten wird die rechte Anschlussseite des Kondensators mit Masse verbunden, und der Kondensator lädt sich mit der angegebenen Polarität auf. Während der Sperrzeit dient er dann über die Spulenwicklung hinweg als Spannungsquelle für den Widerstand R. Die Gleichspannung an R ist daher umgekehrt gepolt im Vergleich zu Bild 10.12. Ansonsten wirkt der Kondensator C genauso wie im vorherigen Bild, dh. es tritt eine mittlere Gleichspannung mit überlagerter Niederfrequenz-Wechselspannung an ihm auf. Diese Signalspannung gelangt zum Widerstand R und wird über den Entkopplungswiderstand Ro dem Niederfrequenz-Verstärker zugeführt.

Diese Schaltung wirkt mit einem Wert von Rd = R/3 parallel zum Schwingkreis und verringert somit dessen Güte weiter. Dies liegt daran, dass neben dem wirksamen Dämpfungswiderstand Rd = R/2 auch der Widerstand R frequenzmäßig ständig parallel zum Kreis liegt. Die Grenzfrequenz von C und R ist ebenfalls entscheidend für die höchsten wiedergegebenen Tonfrequenzen.

 

10.14 Negativ gerichtete Steuerspannungen

 

Je nach Bedarf kann die mittlere Gleichspannung, die für Steuerzwecke verwendet wird (Richtspannung), negativ oder positiv gegenüber der Bezugsleitung sein. In Bild 10.14a liegen die Niederfrequenz-Wechselspannung und die Gleichspannung einseitig auf Masse, während beide Pole der Diode Spannung gegenüber Masse führen. Diese Schaltung eignet sich speziell für Halbleiterdioden. Die Richtspannung, die für Steuerzwecke genutzt wird, wird durch einen Tiefpass R2 - C2 von der überlagerten Tonfrequenzspannung befreit. Die Niederfrequenz-Signalspannung kann über den Kondensator C3 weitergeleitet werden.

In Bild 10.14b ist die Kathode der Diode geerdet. Diese Schaltung wurde vorzugsweise für Röhrendioden verwendet, da die Heizspannung die geringsten Schwierigkeiten bereitet.

In Bild 10.14c sind sowohl die Wechselspannungsquelle als auch die Diode einpolig geerdet. Die Funktionsweise wurde in Bild 10.13 beschrieben.

Die Polarität der Gleichspannung am Widerstand R ergibt sich in allen Fällen aus der Einzeichnung der konventionellen Stromrichtungspfeile. Die Spitze des Richtungspfeils am Widerstand R bezeichnet immer den Minuspol der Richtspannung. Die Schalter für die Niederfrequenz-Spannung und die Steuergleichspannung wurden in den Bildern 10.14b und c zur Vereinfachung weggelassen.

 

10.15 Positiv gerichtete Steuerspannungen

 

Die Schaltungen in diesem Bild entstehen durch das Umpolen der Diode im Vergleich zum vorherigen Bild. Sie liefern Steuerspannungen, die positiv gegenüber der Bezugsleitung gerichtet sind. Die Schaltung in Bild 10.15c wird in der Empfangstechnik selten verwendet und wurde hier nur zu Vollständigkeit aufgenommen, um einen Überblick zu geben.

 

10.16 Aktiver Transistordemodulator

 

In dieser Schaltung fungiert die Emitter-Basis-Strecke des Transistors als Demodulatordiode, ähnlich wie in Bild 10.12 oder 10.15a. Darüber hinaus wirkt der Transistor als Emitterfolger. Der Ausgang des Emitterfolgers stellt eine Quelle mit niedrigem Innenwiderstand dar. Dadurch stehen Nf-Spannung und Steuerspannung Ugt mit einer höheren Leistung zur Verfügung. Belastungen wirken sich nicht auf den Hf-Kreis aus und die Verzerrungen bei großer Modulationstiefe sind geringer.

 

10.17 AM-Demodulation mit Spannungsverdopplung

 

In den Jahren 1967 bis 1970 wurde in verschiedenen Geräten die hier dargestellte Demodulationsschaltung verwendet. Sie basiert auf einer Gleichrichterschaltung mit Spannungsverdopplung, die auch für andere Zwecke genutzt wird, um höhere Gleichspannungen zu erzeugen.

Wenn während der ersten Halbwelle der Hf-Wechselspannung am Punkt P der negative Spannungswert und an Masse der positive Spannungswert liegt, schaltet die Diode D1 durch. Der Kondensator C1 wird in der dargestellten Polung aufgeladen. Wenn sich das Vorzeichen der Wechselspannung ändert (Plus am Punkt P), wird die Spannung der Spule zur aufgeladenen Spannung des Kondensators C1 addiert. Die Diode D2 schaltet dann durch und legt die Gesamtspannung an den Kondensator C2. Dadurch lädt sich C2 auf den doppelten Scheitelwert der Hf-Wechselspannung auf. Diese Vorgänge wiederholen sich bei jeder Hf-Schwingung, und an C2 entsteht eine mittlere Gleichspannung mit überlagerter Nf-Wechselspannung. Dabei sind die Werte doppelt so groß wie bei den zuvor besprochenen AM-Demodulatoren. Dieses Verfahren hat den Vorteil, dass es auch bei hohen Modulationsgraden verzerrungsfrei arbeitet.

 

10.18 Detektorempfänger

 

Diese Schaltung wurde in den Anfangszeiten des Rundfunks häufig für den Kopfhörerempfang verwendet und ist auch heute noch ein interessantes Experimentierobjekt.

Mit dem Drehkondensator wird der Schwingkreis, der aus der Spule, der Antennenkapazität Ca und dem Drehkondensator besteht, auf den Ortssender abgestimmt. Die Hf-Spannung an der Spule wird durch eine Germaniumdiode gleichgerichtet und dem Kopfhörer zugeführt. Der Kopfhörer fungiert hierbei als Belastungswiderstand R. Ein parallel geschalteter Festkondensator beseitigt die Hf-Welligkeit. Mit einer Antenne aus 10 bis 15 Metern freigespanntem Klingeldraht kann man fast immer den nächstgelegenen Ortssender mit guter Lautstärke im Kopfhörerempfang ohne zusätzliche Stromquelle empfangen.

 

10.19 AM-Demodulator mit Produkt-Detektor

 

Das Prinzip der multiplikativen Mischung zweier Frequenzen ermöglicht ein sehr verzerrungsarmes, aber etwas aufwendiges Verfahren zur AM-Demodulation. In dieser Schaltung wird das amplitudenmodulierte HF- bzw. ZF-Signal direkt dem Eingang 1 eines Produkt-Detektors zugeführt. Das Signal besteht aus der Trägerfrequenz fi und den Seitenbändern fi + (2 und fi - fz, wobei fz das ursprüngliche Tonfrequenzsignal darstellt.

Dieses Signal wird über einen 90°-Phasenschieber einem phasengeregelten Regelkreis (PLL) zugeführt, der nur auf die Trägerfrequenz fi einrastet. Sein Steueroszillator liefert genau diese Frequenz an den Eingang 2 des Produkt-Detektors. Das modulierte Signal an Klemme 1 und die reine Trägerfrequenz an Klemme 2 werden nun gemischt und ergeben die Grundfrequenzen sowie die Summen- und Differenzfrequenzen.

Hinter dem Produkt-Detektor erscheint ein hochfrequentes Spektrum mit der Mittenfrequenz 2fi, das mit ±fz moduliert ist. Zusätzlich tritt unmittelbar die Differenzfrequenz fz = 1 kHz auf. Alle hochfrequenten Anteile werden durch ein Tiefpassfilter unterdrückt, und am Ausgang erhält man die reine Nf-Schwingung. Diese Modulationsart ist vollständig verzerrungsfrei und unempfindlich gegen den selektiven Trägerschwund. Die gesamte Schaltung erfordert jedoch spezielle integrierte Schaltungsbausteine.

Es ist auch möglich, den unmodulierten, genau synchronisierten Träger auf andere Weise zu gewinnen, beispielsweise durch Trägerfrequenz-Regenerierung. Dabei wird der Phasenschieber und der PLL-Kreis durch einen ZF-Verstärker ersetzt. Dieser verstärkt das modulierte ZF-Signal und schneidet die gesamte Amplitudenmodulation ab, sodass eine Rechteckwechselspannung mit konstanter Amplitude übrig bleibt. Diese besteht aus der Trägerfrequenz und ihren Harmonischen. Durch einen auf die Trägerfrequenz abgestimmten Resonanzkreis können diese Harmonischen herausgefiltert werden, und man erhält die reine, unmodulierte Trägerfrequenz für den zweiten Eingang des Produkt-Detektors.

 

FM-Demodulation

 

 

 

 

 10.21 FM-Demodulation an einem frequenzabhängigen Widerstand

 

In dieser Schaltung wird der durch einen Kondensator fließende Strom bei konstanter Spannung proportional zur Frequenz: ic = u / xc = u / (omega * C), wobei xc der Scheinwiderstand des Kondensators ist. Wenn das Glied 2πnυC konstant gehalten wird, steigt der Strom ic linear mit der Frequenz an, wie in Bild 10.21a dargestellt.

Wenn das frequenzmodulierte Spektrum nach starker Begrenzung mit konstanter Amplitude u an den Kondensator C1 angelegt wird (siehe Bild 10.21b), fließt ein Strom durch den Widerstand R1, dessen Höhe proportional zur Frequenz ist. Das Liniendiagramm in Bild 10.21a verdeutlicht dies noch einmal. Die Mittenfrequenz fo entspricht dem mittleren Stromwert (Punkt 0). Die höchste Frequenz fo + h führt zu einem Anstieg des Stroms bis zum Punkt 1. Die niedrigste Frequenz fo - h führt zu einem Stromwert von 3. Zeitlich betrachtet wird die Frequenzmodulation also in eine Amplitudenmodulation umgewandelt. Der AM-Demodulator mit der Diode D extrahiert daraus die gewünschte NF-Spannung.

Die Effektivität dieses Verfahrens hängt von der Steilheit der Demodulationskennlinie ab. Bei einem Kondensator als frequenzabhängigen Widerstand ist der Wirkungsgrad jedoch bei der üblichen Zwischenfrequenz im UKW-Bereich sehr gering. Bei einer Zwischenfrequenz von beispielsweise fo = 10,7 MHz = 1070 kHz und einer Hubweite von 75 kHz beträgt die Änderung nur delta f = ±7%.

In der Anfangszeit des UKW-Rundfunks wurde daher die steile Flanke eines Schwingkreises zur Umwandlung verwendet, wie in Bild 10.21c dargestellt. Dieses Verfahren hatte jedoch große Nachteile und ist heutzutage nicht mehr üblich. Die Umwandlungskennlinien in Bild 10.21a und 10.21c sind jedoch grundlegend für die FM-Demodulation. Die Mittenfrequenz entspricht dem Nullpunkt der NF-Spannung. Bei einer Modulation mit einer Hubweite von ±h ändert sich der Wert der NF-Ausgangsspannung linear in Abhängigkeit davon, solange das ausgesteuerte Kennlinienstück linear verläuft. Verzerrungen treten auf, wenn die Kennlinien gekrümmt sind.

 

10.22 Phasendiskriminator

 

Der Phasendiskriminator ist eine Schaltung, die zur Demodulation von Frequenzmodulation (FM) eingesetzt wird. Er verwendet phasendrehende Bauteile, um die Frequenzänderungen des FM-Signals in eine Phasenverschiebung umzuwandeln und dann zu detektieren. Dabei wird die Phasenbeziehung zwischen den Komponenten des Signals genutzt.

Ein Phasendiskriminator besteht normalerweise aus einem Bandpassfilter und einem Phasendetektor. Das Bandpassfilter (siehe Bild 10.22) ist auf die Mittenfrequenz des FM-Signals abgestimmt und lässt nur Signale in diesem Frequenzbereich passieren. Der Phasendetektor vergleicht die Phasenverschiebung des Eingangssignals mit einem Referenzsignal und erzeugt eine Ausgangsspannung, die proportional zur Phasenabweichung ist.

Der Phasendiskriminator bietet einige Vorteile gegenüber anderen FM-Demodulationsmethoden, da er weniger anfällig für Rauschen und Verzerrungen ist. Er kann jedoch auch komplexer in der Implementierung sein und erfordert genaue Abstimmung und Kalibrierung.

Insgesamt ist der Phasendiskriminator eine wichtige Komponente in FM-Empfängern und wird in verschiedenen Anwendungen wie Rundfunk, Kommunikationssystemen und drahtlosen Übertragungen eingesetzt.

 

10.23 Zeigerdiagramm des Phasendiskriminators

 

Das Zeigerdiagramm des Phasendiskriminators (siehe Bild 10.23) veranschaulicht die Phasenbeziehungen zwischen den Primär- und Sekundärspannungen in der Schaltung. Im Bild 10.23a ist der Phasenwinkel φ zwischen der Primärspannung uj und der Sekundärspannung uo 90°, da die Sekundärspule an ihrer Mittelanzapfung angezapft ist. Die Spannungen up1 und up2 werden als Verbindungslinien vom Erdpunkt zur Sekundärspannung dargestellt. Bei Resonanz sind diese Summenspannungen gleich groß.

In der Schaltung werden die von den Dioden gleichgerichteten Spannungen an den Widerständen R1 und R2 gleich groß. Jeder Diodenkreis ist über die Leitung zur Spulenanzapfung gleichstrommäßig geschlossen. Die Gleichspannungen an den Widerständen R1 und R2 haben entgegengesetzte Richtungen, heben sich jedoch aufgrund ihrer gleichen Amplitude für die Mittenfrequenz auf.

Ändert sich die Signalfrequenz aufgrund der Frequenzmodulation von der Mittenfrequenz mit einem Phasenwinkel von 90° zu einer niedrigeren Frequenz, dreht sich die Phase der Sekundärspannung über 90° hinaus. Dadurch ändert sich das Zeigerdiagramm, wie in Bild 10.23b gezeigt, und die Spannungen up1 und up2 werden ungleich groß. Dies führt zu einer Differenzspannung am Ausgang, die proportional zur Phasendrehung bzw. zum Frequenzhub ist.

Wenn sich die Signalfrequenz zu höheren Werten ändert, ergibt sich ein kleinerer Phasenwinkel φ2 zwischen Primär- und Sekundärspannung (siehe Bild 10.23c). Dies führt erneut zu einer dem Frequenzhub proportionale Ausgangsspannung, jedoch mit umgekehrtem Vorzeichen. Das Zeigerdiagramm hilft dabei, die Funktionsweise des Phasendiskriminators zu visualisieren und die Auswirkungen von Frequenzänderungen auf die Phasenverschiebung und die Ausgangsspannung zu verstehen.

 

10.24 Die Wandlerkennlinie

 

Die Wandlerkennlinie (siehe Bild 10.24) beschreibt die Beziehung zwischen der Frequenzmodulation und der resultierenden Nf-Spannung in einem Phasendiskriminator. Diese Kennlinie ähnelt den Umwandlerkennlinien in Bild 10.21a und c. Um die Wandlerkennlinie aufzuzeichnen, kann man Messsender und Spannungsmesser oder einen Wobbelgenerator in Verbindung mit einem Elektronenstrahloszillografen verwenden.

Senkrecht auf der Wandlerkennlinie sind die gleichgerichteten Spannungen Δu zu sehen. Es ist wichtig zu beachten, dass diese Spannungen durch die Phasenbeziehungen zwischen dem Primär- und Sekundärkreis entstehen.

Der Phasendiskriminator wird auch als Rieggerkreis, Foster-Seeley-Demodulator oder Armstrong-FM-Demodulator bezeichnet. In diesem Zusammenhang bevorzugen wir jedoch den Begriff "Phasendiskriminator", da er die Funktionsweise am besten beschreibt. Der Phasendiskriminator wird auch in integrierten Schaltungen wie dem Baustein TAA 640 als FM-Demodulator mit gewissen Modifikationen eingesetzt.

 

10.25 Der Ratiodetektor

 

Der Ratiodetektor (auch bekannt als Ratio-Detektor) ist ein FM-Demodulator, der in der Röhrentechnik entwickelt wurde und immer noch relevant ist. Er kombiniert die Funktionen des Begrenzens und der Demodulation in einer Stufe. Dabei spielt das Verhältnis zweier Spannungen eine wichtige Rolle.

Der Ratiodetektor funktioniert ähnlich wie ein Phasendiskriminator, jedoch mit entgegengesetzt gepolten Dioden. Die Richtspannungen an den Kapazitäten C1 und C2 werden zu einer Summenspannung U8 addiert. Diese Summenspannung wird an einem Kondensator mit großer Kapazität angelegt, der störende Amplitudenmodulationen unterdrückt. Dadurch muss das Zf-Signal vor dem Demodulator nicht stark begrenzt werden, was Verstärkungsverluste vermeidet.

Das Eingangsfilter des Ratiodetektors arbeitet ähnlich wie beim Phasendiskriminator. Bei Resonanz hat die Spannung am Sekundärkreis eine Phasenverschiebung von 90° gegenüber dem Primärstrom. Bei einer Änderung der Frequenz aufgrund der Modulation treten Phasendrehungen auf, was zu unterschiedlich hohen Spannungen an den Diodengleichrichtern führt. Um optimale Leistung, Verzerrungsfreiheit und Störunterdrückung zu erreichen, sind drei Einstellungen erforderlich. Der Primärkreis A wird auf maximale Ausgangsspannung abgeglichen, der Sekundärkreis B auf maximale Steilheit und Linearität der S-förmigen Wandlerkurve.

Um sicherzustellen, dass beide Dioden die gleichen Spannungen liefern, werden Widerstände in Reihe mit den Dioden platziert. Ein Trimmwiderstand ermöglicht es, die Richtspannung in diesem Zweig anzupassen. Durch die Einspeisung eines amplitudenmodulierten Zf-Signals in den Demodulator und die Einstellung des Widerstands auf Symmetrie kann eine optimale AM-Unterdrückung erreicht werden.

An den Belastungswiderständen R1 und Ro können positive oder negative Steuerspannungen gegen die Bezugsleitung abgegriffen werden, um eine automatische Verstärkungsregelung, Abstimmanzeige oder eine Scharfstimmautomatik zu realisieren. Oft wird auch der Masseanschluss einseitig an den Kreis gelegt, um eine doppelt so hohe Gleichspannung für solche Zwecke zur Verfügung zu haben.

 

10.26 Der Ratiodetektor als Brückenschaltung

 

Der Ratiodetektor kann auch als Brückenschaltung realisiert werden, wie in der vereinfachten Schaltung in Bild 10.26a gezeigt. Da beim Phasendiskriminator die Nf-Spannung als Differenz der Spannungen an den Widerständen R1 und R2 abgenommen wird, ist dies hier nicht möglich, da der Elektrolytkondensator die Tonfrequenzspannung kurzschließt. Daher wird die Nf-Spannung einer Brückenschaltung entnommen.

Bei der Mittenfrequenz sind die Teilspannungen an den Spulenhälften und an den Widerständen gleich groß, und die Brückendiagonale ist stromlos. Wenn sich aufgrund eines Frequenzhubs das Spannungsverhältnis an den Wicklungshälften der Spulen ändert, verstimmt sich die Brücke im Rhythmus der Frequenzmodulation, und an den Nf-Klemmen in der Brückendiagonale erscheint die Tonfrequenzspannung. Die Spannungen an den Widerständen R1 und R2 bleiben dagegen unverändert. Die Summenspannung Us ändert sich nicht, da sich die von einer Diode gelieferte Gleichspannung im gleichen Maß erhöht, wie sich die andere verringert. Über die gleich großen Widerstände R1 und R2 stellt sich daher immer die halbe Summenspannung ein.

Die Störunterdrückung wird durch den großen Ladekondensator in Verbindung mit den Dioden erreicht. Bei kleinen Durchlassspannungen sind die Dioden relativ hochohmig, während sie bei höheren Spannungen niederohmig werden. Der große Ladekondensator wirkt als Kurzschluss für sowohl Hf- als auch Nf-Spannungen. Wenn Störspannungsspitzen am Eingangsfilter auftreten, wirken sie aufgrund des Kurzschlusses in voller Höhe auf die Diodenstrecken ein. Die Strecken werden niederohmig und schalten sich unmittelbar parallel zum Schwingkreis, was diesen stark dämpft und die überhöhte Spannung zusammenbrechen lässt. Dies hat eine Art Regelkreiswirkung, bei der unerwünschte Störspannungsspitzen selbst begrenzt werden. Diese Anordnung wirkt für Störspitzen von einigen Zehntelsekunden Dauer, wenn der Elektrolytkondensator ausreichend groß dimensioniert ist.

Die Kurven in Bild 10.26b zeigen die Begrenzungswirkung und Störunterdrückung des Ratiodetektors mit Ladekondensator. Bereits ab Zf-Eingangsspannungen von etwa 50 mV liefert die Schaltung nahezu konstante Nf-Spannungen und Summengleichspannungen. Die Kurve zur Störspannungsunterdrückung gilt für eine 30%ige Amplitudenmodulation und zeigt eine Unterdrückung von 30 bis 50 dB.

 

10.27 Ratiodetektoren in integrierten Schaltungen

 

Für FM-Zf-Verstärker wurden integrierte Schaltungsbausteine entwickelt, die bereits den FM-Demodulator enthalten. Diese Bausteine bestehen normalerweise aus drei bis vier Breitbandverstärkerstufen mit Begrenzerwirkung. Darüber hinaus sind die Dioden und andere Schaltelemente für den Ratiodetektor und eine Nf-Vorverstärkerstufe integriert. Aufgrund der hohen Verstärkung und wirksamen Begrenzung im Zf-Teil kann auf die Störspitzendämpfung durch den Lade-Elektrolytkondensator des Ratiodetektors verzichtet werden, was Kosten spart. Das Ratiofilter wird jedoch wie gewohnt zwischen der letzten Zf-Verstärkerstufe und den Demodulatordioden eingefügt.

Das Bild zeigt eine solche Anordnung für den Baustein TAA 380 von Valvo. Die Anschlüsse des in einem Transistorgehäuse gekapselten Verstärkers sind nummeriert. Von außen ist nur das Ratiofilter angeschlossen. Der Fußpunkt des Primärkreises erhält die Betriebsspannung Ub = +7,5 V für das gesamte System. Am Punkt 4 liegt eine Vorspannung +Uv an, die von einem internen Spannungsteiler kommt. Diese Vorspannung gelangt über die Sekundärspule und die Diodenstrecken als Basisvorspannung zu den zweistufigen Nf-Verstärkern, die als Emitterfolger arbeiten. Das Ratiofilter wird in dieser Schaltung wie üblich abgeglichen.

Eine ähnliche Struktur weist die integrierte Schaltung TAA 450 auf. Auch sie enthält einen Ratiodetektor, wobei das Ratiofilter extern angeschlossen wird und wie in Bild 10.25 beschrieben abgeglichen werden muss.

 

10.28 Der Koinzidenzdemodulator

 

Diese Schaltung wird auch unter verschiedenen Bezeichnungen verwendet, wie Phasendemodulator, cp-Detektor, Produkt-Demodulator, Quadraturdemodulator und Koinzidenzdemodulator. Hier verwenden wir den Begriff Koinzidenzdemodulator, da er typisch für die Arbeitsweise ist. In der Nachrichtentechnik bedeutet Koinzidenz, dass zwei Signale zeitlich zusammenfallen. Der Grundbaustein eines Koinzidenzdemodulators ist ein UND-Gatter aus der Digitaltechnik. Ein solches Gatter hat zwei Eingänge und gibt nur dann ein Ausgangssignal aus, wenn an den Eingängen E1 und E2 gleichzeitig Steuersignale anliegen.

Die Schaltung in Bild 10.28a erinnert an die Multiplizierschaltung in Bild 2.31. Tatsächlich arbeitet ein UND-Gatter als Multiplizierer. Wenn wir die Spannung 1 als Signal und die Zahl 0 als kein Signal wählen, gibt es vier Möglichkeiten: Eine Zahl, die mit null multipliziert wird, ergibt immer null, nur 1 × 1 = 1! Aufgrund dieser Multiplikationseigenschaft wird auch der Ausdruck "Produkt-Demodulator" verwendet, da das Produkt das Ergebnis einer Multiplikation ist.

In der Digitaltechnik wird ein vereinfachtes UND-Gatter wie in Bild 10.28c dargestellt. Es besteht aus Transistoren, die als Schalter fungieren. Wenn an den Eingängen "ein" (1) anliegt, werden die Transistoren geöffnet und stellen eine Verbindung her. Wenn nur einer der Transistoren geöffnet oder durchgeschaltet ist, fließt kein Strom. Erst wenn an Eingang 1 und Eingang 2 gleichzeitig die Schaltsignale "ein" (1) anliegen, fließt Strom durch den Kollektorwiderstand und die Spannung am Punkt A ändert sich.

 

10.29 Grundschaltung des Koinzidenzdemodulators

 

Das FM-Signal aus dem Eingangsfilter wird zunächst von einem Begrenzerverstärker in eine Rechteckspannung umgewandelt und dann an den Eingang E1 des Koinzidenzdemodulators geleitet. Gleichzeitig wird über einen Phasenschieber, der auf eine Phasenverschiebung von cp0 = 90° für die Mittenfrequenz f0 abgestimmt ist, das phasenverschobene Signal am Eingang E2 zugeführt. Aufgrund dieser Phasenverschiebung liegen nur für kurze Zeitabschnitte Spannungen gleichen Vorzeichens an beiden Eingängen vor, und nur während dieser Zeitabschnitte werden kurze Ausgangsimpulse erzeugt.

 

10.30 Impulsdiagramme des Koinzidenzdemodulators

 

In Bild 10.30a werden die Verhältnisse für ideale Rechteckspannungen und eine Phasenverschiebung von cp = 90° dargestellt. Ein Ausgangsimpuls wird nur erzeugt, wenn an beiden Eingängen Spannungen gleichen Vorzeichens anliegen. Man kann auch sagen, dass eine Ausgangsspannung nur dann entsteht, wenn das Produkt der Eingangsspannungen, also ui • U£, einen positiven Wert ergibt. Aus diesem Grund werden auch die Bezeichnungen Produkt-Detektor, multiplikativer Demodulator oder Quadraturdemodulator verwendet.

Die Impulse am Ausgang A werden an den RC-Tiefpass in Bild 10.29 links weitergeleitet. Am Kondensator C bildet sich dann ein Spannungsmittelwert, beispielsweise von 50 mV, wie in Bild 10.30a unten gestrichelt dargestellt.

Wenn sich die Eingangsfrequenz aufgrund der Frequenzmodulation um einen bestimmten Frequenzhub fp ändert, ergibt sich hinter dem Phasenschieber eine größere Phasenverschiebung, zum Beispiel cp = 135°, wie in Bild 10.30b dargestellt. Der Rechteckkurvenzug am Eingang E2 verschiebt sich weiter nach rechts, und die Koinzidenz besteht nur noch für sehr kurze Zeitabschnitte. Dadurch verringert sich der Mittelwert der Ausgangsspannung, die aus den schmalen Ausgangsimpulsen gebildet wird, auf 25 mV.

Wenn sich die Frequenz entgegengesetzt zu einem Wert fo mit einer Phasenverschiebung von nur cp = 45° ändert (Bild 10.30c), bleibt die Koinzidenz für längere Zeitabschnitte erhalten. Die Ausgangsimpulse werden breiter, und der Mittelwert der Ausgangsspannung steigt an, etwa auf 70 mV.

Es ist wichtig, sich daran zu erinnern, dass die Geschwindigkeit der Frequenzänderung der modulierenden Tonfrequenz proportional ist. Wenn sich also die dem Koinzidenzdemodulator zugeführte Frequenz 800 Mal pro Sekunde ändert, ändert sich auch der Spannungswert am Kondensator C in Bild 10.29 800 Mal pro Sekunde. Dort erscheint also die ursprüngliche Tonfrequenz. Bei den Diagrammen Bild 10.30a bis c sollte beachtet werden, dass es sich um Halbwellen der Zwischenfrequenz von 10,7 MHz = 1070 kHz handelt. Bei diesen kurzzeitigen Impulsen folgt die Spannung am Kondensator C sofort den Änderungen der aufmodulierten, viel langsameren Tonfrequenzschwingungen. Oft übernimmt der Kondensator auch die Funktion des Deemphasisgliedes.

 

10.31 Koinzidenzdemodulator in einer integrierten Schaltung

 

In der integrierten Technik kann das UND-Gatter aus Bild 10.28a effizienter mit Differenzverstärkerstufen realisiert werden. In den Baustein integriert man auch einen Breitbandverstärker für die Zwischenfrequenz und koppelt die Niederfrequenz über einen Emitterfolger oder Kleinsignalverstärkerstufen aus. Das Bild zeigt eine vereinfachte Schaltung eines solchen Koinzidenzdemodulators. Er besteht aus zwei Differenzverstärkerstufen mit den Transistorpaaren T1-T2 und T3-T4. Eine Stabilisierungsschaltung mit dem Transistor T5 hält die Summe aller Emitterströme konstant. Wenn beispielsweise der Strom durch den Transistor T4 und den Arbeitswiderstand Rj erhöht werden soll, muss der Transistor T3 gesperrt werden, damit sein Strom dem Transistor T4 zugutekommt.

Damit am Arbeitswiderstand R^ eine Nutzspannung entstehen kann, müssen die Ströme i1 und i4 fließen. Um einen Strom i1 durch den Transistor T1 fließen zu lassen, muss dessen Steuerspannung positiv gerichtet sein. Um außerdem die Spannung U2 den Strom i4 aufsteuern zu lassen, muss sie die Basis des Transistors T3 negativ machen und somit den Weg für den Transistor T4 sperren, damit dieser mehr Strom erhält. Nur während der Zeitabschnitte, in denen sowohl u1 positiv als auch uo negativ sind, fließt ein Strom i4. Trotzdem handelt es sich hier um eine UND- bzw. Koinzidenzschaltung, nur die Vorzeichen der Steuerspannungen sind anders. Durch eine Umkehr- oder Inverterstufe könnte man erreichen, dass das Gatter nur auf Signale mit gleichen Vorzeichen reagiert.

 

 10.32 Koinzidenzdemodulator mit Phasenschieberkreis

 

Der Koinzidenzdemodulator, der aus Differenzverstärkerstufen besteht, ist in diesem Bild durch ein Dreieck symbolisiert. Die Spannung u1 wird über einen ohmschen Spannungsteiler ohne Phasendrehung in Form einer begrenzten, rechteckförmigen ZF-Spannung dem Eingang E2 des Demodulators zugeführt. Die Spannung U9 wird am durch einen Widerstand gedämpften Schwingkreis abgegriffen, der über eine sehr kleine Kapazität Cfc an die ZF-Spannung gekoppelt ist. Wie bereits in Bild 4.20a erklärt, ist die Spannung am Kreis bei Resonanz um cp = 90° gegenüber der Spannung u1 phasenverschoben. Da der Schwingkreis zudem die höheren Harmonischen der Rechteckkurve unterdrückt, hat die Spannung U9 keinen rechteckigen Verlauf mehr, sondern ist wieder sinusförmig. Dies hat jedoch keinen Einfluss auf die Funktion des Demodulators. Die Spannungsamplituden und damit die Flankensteilheit der Sinuskurve sind groß genug, sodass der Ausgangsstrom des Koinzidenzdemodulators sofort auf den Maximalwert geschaltet wird.

Derartige Koinzidenzdemodulatoren finden sich in verschiedenen integrierten ZF-Verstärkerbausteinen. Von außen müssen nur noch das Eingangsfilter, der Phasenschieberkreis und der Tiefpass mit dem Kondensator C angeschlossen werden. Der Koinzidenzdemodulator ist leicht abzugleichen, da nur der Phasenschieberkreis auf das Maximum abgestimmt werden muss. Dies stellt einen erheblichen Vorteil gegenüber der Abgleicharbeit bei einem Ratiodetektor dar.

 

 10.33 Der Synchrodetektor

 

Der Synchrodetektor oder Synchrodemodulator ist eine äußerst interessante Ausführung eines FM-Demodulators. Diese Anordnung wurde bereits 1953 von Körting in einem Hochleistungssuperhet mit Röhren eingesetzt und später auf Transistoren umgestellt.

Beim Synchrodetektor wird die ZF-Spannung ebenfalls hoch verstärkt und anschließend auf gleiche Amplituden begrenzt. Diese begrenzte ZF-Spannung steuert einen Hilfsoszillator, der auf 1/5 der Zwischenfrequenz (fz2 = 10,7 : 5 = 2,14 MHz) schwingt. Diese Hilfsstufe arbeitet nach dem Prinzip des mitgezogenen Oszillators und folgt prozentual allen Frequenzänderungen. Ein Phasendiskriminator (siehe Bild 10.22) demoduliert dann diese neu erzeugte Hilfsspannung.

Um die Wirkung zu verbessern, ist zwischen der letzten ZF-Verstärkerstufe und dem Mitnahmeoszillator ein Hilfskreis mit einer Abstimmung von 12,84 MHz geschaltet. Dieser Hilfskreis gehört bereits zum folgenden Oszillator und soll dessen sechste Oberwelle (f = 6 • 2,14 = 12,84 MHz) anheben. Zusammen mit der Signalzwischenfrequenz von 10,7 MHz, die ebenfalls an die Basis des Transistors T2 gelangt, ergibt sich eine Differenzfrequenz (f = 12,84 - 10,7 = 2,14 MHz). Dieses Mischprodukt synchronisiert den Oszillator auf seiner Grundfrequenz von 2,14 MHz. Dabei werden die Frequenzmodulation und der Frequenzhub des Nutzsignals ebenfalls mit 1/5 des Wertes auf den Mitnahmeoszillator übertragen.

Die Bezeichnung "Synchrodetektor" bezieht sich hauptsächlich auf das erneute Umsetzen und Synchronisieren der Zwischenfrequenz von 10,7 MHz auf 2,14 MHz. In dieser Schaltung kommen die Eigenschaften des mitgezogenen Oszillators voll zur Geltung:

1. Die Ausgangsspannung des Oszillators ist sehr konstant, was zu einer AM-Unterdrückung von 60 dB führt. Überlagerte Störungen werden vollständig abgeschnitten.

2. Ist die Empfangsspannung zu schwach, kann der Oszillator nicht mehr synchronisiert werden. In diesem Fall wird auch keine Modulation übertragen, und die Station bleibt stumm.

3. Der Oszillator wird nur von einer Frequenz, nämlich der des stärkeren Senders, mitgenommen. Andere Empfangsfrequenzen mit geringerer Amplitude, selbst wenn sie im gleichen Kanal auftreten, sind nicht in der Lage, den Oszillator aus dem Tritt zu bringen. Sie haben daher keine Auswirkung auf den Demodulator und werden vollständig unterdrückt, auch wenn ihre Empfangsfeldstärke nur 30 % unter der des gewünschten Senders liegt. Das Ergebnis all dieser Effekte ist eine außergewöhnlich gute Trennschärfe

 

Bild 10.34 Der Zähldiskriminator

 

Das Prinzip des Zähldiskriminators basiert auf der Wandlerkennlinie, wie sie in Bild 10.21a dargestellt ist. Eine konstante frequenzmodulierte Spannung erzeugt frequenzproportionale Ströme durch einen Kondensator. Bei den hohen Zwischenfrequenzen im UKW-Bereich sind die resultierenden Stromänderungen jedoch sehr gering. Dies wird im rechten Teil des Bildes schematisch dargestellt. Die hohe Frequenz fz = 10,7 MHz ergibt zusammen mit dem Frequenzhub h eine Stromänderung von A ij.

Wenn jedoch eine zweite Überlagerungsfrequenz verwendet wird, um die Zwischenfrequenz von 10,7 MHz auf beispielsweise 200 kHz herabzumischen, bleibt der Frequenzhub von ±75 kHz erhalten. Die prozentuale Änderung der Frequenz ist jedoch viel größer als in Bild 10.21 berechnet, wo sich nur ±7 % ergaben. Für diese niedrigeren Frequenzen wählt man einen Kondensator mit größerer Kapazität und erhält einen viel größeren Stromhub A io, wie er links im Bild dargestellt ist. Aus dem Diagramm und der Gleichung i_c = f *const geht hervor, dass die Wandlerkennlinie vollständig linear verläuft, ohne Höcker und Umkehrpunkte. Außerdem werden keine Spulen oder Abgleicharbeiten mehr benötigt. Aufgrund der ausschlaggebenden Wirkung des durchflossenen Kondensators wird diese Anordnung auch als Kondensatordiskriminator bezeichnet.

 

 10.35 Der Zählvorgang

 

Der Zähldiskriminator eignet sich auch gut für die Integration in die Siliziumtechnik. Im Typ TAA 710 wird die Schaltung in Bild 10.35a verwendet. Das auf 200 kHz heruntergemischte FM-Signal wird zuvor exakt begrenzt, sodass dem Diskriminator reine Rechteckschwingungen mit konstanter Amplitude, aber variabler Frequenz zugeführt werden. Diese Signale laden den Kondensator C1 periodisch über die Diode D mit der eingezeichneten Polarität auf. In den Impulspausen entlädt er sich über den Basiskreis des Transistors und den Innenwiderstand Rj der vorhergehenden Stufe. Die Kollektorstromimpulse, die durch die Steuerung des Transistors entstehen, erzeugen eine Spannung am Kondensator C2. Die Höhe dieser Spannung hängt von der Frequenz des Eingangssignals ab, also von der Anzahl der Rechteckimpulse pro Sekunde. Die Anordnung zählt also gewissermaßen die Anzahl der eintreffenden Rechteckschwingungen pro Zeiteinheit. Die Kennlinie dafür ist vollkommen linear. Bild 10.35b zeigt das Blockdiagramm eines solchen Diskriminators mit der integrierten Schaltung TAA 710. Der aufwendige Abgleich des Ratiodetektors entfällt dabei; es sind nur noch zwei Einzelkreise einzustellen, nämlich der letzte Zf-Kreis und der um 200 kHz höher schwingende Oszillator.

 

10.36 FM-Demodulator mit Phasenregelkreis

 

Das Prinzip des Phasenregelkreises wurde in Bild 9.25 behandelt. Die Nachsteuerspannung am Ausgang des Filters eines phasengekoppelten Regelkreises ist proportional zur Modulationsfrequenz, während die Amplitude proportional zum Frequenzhub ist. Die Nachsteuerspannung liefert somit direkt das Nf-Signal. Die erzeugte Oszillatorfrequenz wird nur innerhalb der Schaltung auf den Phasenkomparator zurückgeführt.

Die Firma Signetics Corp. hat das Verfahren sehr weit entwickelt und bietet dafür den integrierten Schaltkreis NE 560 B an. Ein steuerbarer Oszillator, der durch einen extern angeschlossenen Kondensator grob auf die benötigte Frequenz abgestimmt wird, dient als Multivibrator. Die Feinabstimmung erfolgt mithilfe einer einstellbaren Spannung am Punkt 6, da die Frequenz eines Multivibrators vom Wert der RC-Glieder und von der Betriebsspannung abhängt, wie in Bild 9.28 gezeigt. Zwei zusätzliche Verstärkerstufen erhöhen die Nf-Spannung. An die zweite Stufe kann extern der Deemphasis-Kondensator angeschlossen werden.

Das Bild zeigt eine stark vereinfachte Innenschaltung des FM-Demodulators. Es gibt weitere Anschlüsse, da der Schaltkreis auch für verschiedene andere Zwecke wie Schmalbandfilter, Frequenzvervielfacher oder Frequenzteiler verwendet werden kann. Eine weitere integrierte Schaltung, Typ NE 561, enthält zusätzlich die Stufen für einen AM-Demodulator. Der größte Vorteil dieses Verfahrens ist, dass kein aufwändiger Abgleich erforderlich ist. Der Phasenregelkreis stellt sich selbst auf die richtige Frequenz und den besten Wirkungsgrad ein.

 

Stereo-Decodierung

 

 10.41 Das Stereosignal

 

Gemäß Bild 2.86 besteht die Modulation eines Stereo-Rundfunksenders aus dem Summensignal S = L + R (L = Linksinformation, R = Rechtsinformation). Dieses Signal wird auf die Hauptträgerfrequenz in Frequenzmodulation aufmoduliert und kann mit jedem UKW-Empfänger als normale Sendung empfangen werden. Im Sender wird das Differenzsignal L - R zunächst auf einen Stereo-Hilfsträger von 38 kHz in Amplitudenmodulation aufmoduliert. Dadurch entstehen zwei Seitenbänder von 23 bis 37,97 kHz und von 38,03 bis 53 kHz. Die 38-kHz-Trägerfrequenz wird stark unterdrückt. Das gesamte Frequenzspektrum von 23 bis 53 kHz wird dann zusätzlich auf die Hauptträgerfrequenz aufmoduliert. Zusätzlich wird die Pilotfrequenz von 19 kHz mit ausgestrahlt, um den 38-kHz-Hilfsträger im Empfänger neu zu erzeugen. Das Stereo-Multiplexsignal besteht also aus dem Summensignal, dem Pilotton und dem Stereo-Zusatzsignal, das das auf 38 kHz aufmodulierte Differenzsignal enthält.

Um dieses Multiplexsignal im Empfänger zu verarbeiten und die reinen Rechts-Links-Informationen für die Lautsprecher wiederzugewinnen, muss man den umgekehrten Prozess wie im Sender durchführen. Zuerst wird die UKW-Sendung vom Empfänger aufgenommen, verstärkt und mit Hilfe eines breitbandigen FM-Demodulators demoduliert. Anschließend wird die Pilotfrequenz mithilfe von Filtern abgetrennt, verstärkt und auf 38 kHz verdoppelt. Dies geschieht durch eine Art Zweiweg-Gleichrichterschaltung, die eine Wechselspannung mit doppelter Frequenz erzeugt, wie in Bild 10.07 gezeigt. Die so wiedergewonnene Trägerfrequenz wird den beiden Seitenbändern aus Bild 2.86 hinzugefügt. Das entstandene Multiplexsignal hat in der oberen Hüllkurve das Signal des linken Kanals und in der unteren Hüllkurve das Signal des rechten Kanals. Die schmalen Zacken stellen die 38-kHz-Hilfsträgerfrequenz dar.

Aus diesem Bild können drei Möglichkeiten der Decodierung abgelesen werden:

1. Durch die Verwendung von zwei entgegengesetzt gepolten Dioden kann die obere und untere Hüllkurve getrennt gleichgerichtet werden. Hinter einer Diode erhält man das L-Signal und hinter der anderen das R-Signal. Diese Hüllkurvengleichrichtung erfordert nur wenig Aufwand, ist jedoch anfällig für Störungen.

2. Das Multiplexsignal wird im Rhythmus der 38-kHz-Schwingung einmal auf den linken und dann auf den rechten Nf-Kanal geschaltet. Dabei werden nur die im Bild getönten Halbwellen zeitlich herausgetastet. Dieses Umschalten muss genau im Nulldurchgang erfolgen, da sonst Teile der anderen Halbwelle mit herausgeschnitten werden. Dies bedeutet, dass die Rechts

-Links-Informationen nicht exakt getrennt werden, was zu Übersprechen führt. Der Nulldurchgang oder die Phase der 38-kHz-Schaltfrequenz muss daher mit Hilfe von Phasenschiebergliedern im Stereo-Decoder exakt abgestimmt werden.

3. Ein drittes Verfahren verwendet eine sogenannte Matrix zur Decodierung. Dabei wird das Summensignal von dem Hilfsspektrum (23 bis 53 kHz) durch Filter getrennt. Dadurch ergeben sich feinere Korrekturmöglichkeiten für die Wiedergabequalität. Die Schaltungstechnik ist aufwendiger, kann jedoch durch integrierte Schaltungen vereinfacht werden.

 

 10.42 Matrix-Prinzip

 

Das Multiplex-Signal Mx, das vom Ratiodetektor kommt, wird mit Hilfe von Filtern in seine drei Hauptbestandteile zerlegt. Ein Tiefpass filtert das Summensignal S = L + R heraus. Die 19-kHz-Pilotfrequenz wird mit Resonanzkreisen herausgefiltert, auf 38 kHz verdoppelt und verstärkt. Weitere Filter trennen das Frequenzspektrum von 23 bis 53 kHz, das das Differenzsignal L - R enthält. Dieses Frequenzspektrum wird mit dem neu gewonnenen 38-kHz-Träger wieder kombiniert. Das resultierende Signal wird einer Demodulationsstufe mit unterschiedlich gepolten Dioden zugeführt. Durch diese Polung werden zwei Nf-Signale mit unterschiedlichen Vorzeichen erzeugt: + D = + (L - R) und - D = - (L - R) = - L + R. Dadurch werden die links- und rechtsseitigen Toninformationen separat wiederhergestellt.

Das Kennzeichen eines Stereo-Decoders mit Matrix-Schaltung ist:

1. Das Multiplex-Signal wird in seine drei Bestandteile L + R (30 Hz bis 15 kHz), 19 kHz und das Frequenzspektrum 23 kHz bis 53 kHz mit dem Differenzsignal L - R aufgeteilt.
2. Die 19-kHz-Pilotfrequenz wird auf 38 kHz verdoppelt.
3. Der neu gewonnene 38-kHz-Träger wird dem Stereo-Hilfssignal hinzugefügt.
4. Das ergänzte Signal wird einer Demodulationsstufe zugeführt.
5. Hinter der Demodulationsstufe wird das Summensignal L + R hinzugefügt.

 

10.43 Schalter-Decoder

 

Der Schalter-Decoder arbeitet nach dem Umschaltprinzip. Dabei wird lediglich der 19-kHz-Pilotton aus dem Multiplexsignal herausgefiltert und auf 38 kHz verdoppelt. Der so erzeugte Hilfsträger wird verstärkt und begrenzt, um eine Rechteckspannung zu erzeugen. Diese symmetrische Rechteckspannung wird einer Brückenschaltung mit zwei gleichsinnig gepolten Schalterdioden zugeführt. Wenn die negative Halbwelle der 38-kHz-Rechteckspannung an der oberen Diode anliegt, leitet diese und stellt somit einen geschlossenen Schalter dar. Die untere Diode ist währenddessen gesperrt. Durch die Polung und Phasenlage der Schaltspannung wird sichergestellt, dass nur der obere Schwingungszug des Stereo-Multiplexsignals, der die Linksinformation enthält, von der oberen Diode zum Ausgang L durchgelassen wird. Die untere Diode leitet dagegen nur den unteren Schwingungszug des Multiplexsignals, der die Rechtsinformation enthält. Theoretisch wird die Modulation jedes Nf-Kanals in kurze Stücke von einigen Mikrosekunden Dauer zerhackt. Filter glätten die Spitzen und Tastlücken, und das Ohr nimmt die Stereo-Wiedergabe als kontinuierlichen Klang wahr. Aufgrund des zeitlich ständigen Umschaltens von den oberen auf die unteren Halbwellen wird dieses Decodierprinzip auch als Zeitmultiplex-Verfahren bezeichnet.

 

 10.44 Integrierter Stereo-Decoder mit phasengerasteter Schaltfrequenz

 

Um die Träger- bzw. Schaltfrequenz von 38 kHz im Stereo-Decoder zu regenerieren, wird das Prinzip des phasengerasteten Regelkreises verwendet, um Probleme mit dem Abgleich von Schwingkreisen zu vermeiden. Das bedeutet, dass die 38-kHz-Frequenz durch die 19-kHz-Pilotfrequenz des Senders zwangsweise synchronisiert wird.

In Bild 10.44 wird das Prinzip eines solchen integrierten Stereo-Decoders, des Typs XC 1310 von Motorola, dargestellt. Dieser Baustein erfordert nur wenige externe Zusatzelemente und keine Induktivitäten. Der interne phasengerastete Oszillator muss lediglich mit einem Trimmwiderstand abgeglichen werden.

Der obere Leitungszug im Blockdiagramm repräsentiert die Regenerierung des Hilfsträgers mittels einer Phasenregelschleife. Der steuerbare Oszillator schwingt mit einer Frequenz von etwa 76 kHz. Durch zwei Frequenzteilerstufen in Form von Flipflops wird die Frequenz auf 4:1 heruntergeteilt, also auf 19 kHz. Dadurch wird der Phasenregelkreis geschlossen und stabilisiert sich auf einer Frequenz von 19 kHz. Hinter der ersten Teilerstufe wird die Frequenz von 38 kHz für den Stereo-Demodulator abgegriffen.

Eine dritte Frequenzteilerstufe erzeugt ebenfalls ein 19-kHz-Signal. Dieses Signal wird mit dem Eingangssignal in einem zweiten Phasenkomparator verglichen. Nur bei ausreichender Eingangsamplitude liefert dieser Komparator über das untere Filter und eine Triggerstufe die Spannung für eine Stereo-Anzeigeleuchte und aktiviert den Stereo-Schalter, damit das Signal zweikanalig zum Nf-Verstärker gelangt. Bei zu geringer Eingangsspannung spricht dieser Teil der Schaltung nicht an, und das Summensignal wird einkanalig wiedergegeben.

 

11. Elektroakustische Wandler und Speicher

Der Zweck der Rundfunktechnik besteht darin, Schallwellen in elektrische Ströme umzuwandeln, sie über große Entfernungen zu übertragen und dann wieder in Schall umzuwandeln (siehe Bild 1.01). Am Anfang und am Ende des Übertragungsweges sind Schallwandler erforderlich, nämlich Mikrofone und Lautsprecher. Der Schall bringt die Membran des Mikrofons in mechanische Bewegung, wodurch wiederum elektrische Ströme oder Spannungen erzeugt werden. Beim Lautsprecher findet der umgekehrte Vorgang statt, bei dem elektrische Ströme oder Spannungen die Membran dazu bringen, sich mechanisch zu bewegen und Schall in die Luft abzugeben. Um Schallsignale aufzuzeichnen und nicht nur in Echtzeit wiedergeben zu können, und um Musik auf Abruf verfügbar zu haben, werden Schallspeicher verwendet. Es gibt mechanische und elektromagnetische Schallspeicher, wie Schallplatten und Tonbänder.

 

10.01 Das elektromagnetische Prinzip

 

Eine stromdurchflossene Spule mit einem Eisenkern wirkt als steuerbarer Magnet. Sie vermag in der Nähe befindliche Eisenteile anzuziehen, und zwar um so kräftiger, je stärker der Strom in der Spule ist. In der Nachrichtentechnik wird das elektromagnetische Prinzip beim Relais angewendet. Bei ihm zieht eine stromdurchflossene Spule einen Eisenanker an und betätigt dadurch Kontaktfedern.

 

11.02 Das dynamische Prinzip

 

Im Bild 11.02 sieht man eine stromdurchflossene Spule, die sich in einem Magnetfeld bewegt. Dieses Phänomen wird am häufigsten mit dem Drehspulinstrument veranschaulicht. Der Zeigerausschlag der Drehspule ist umso größer, je stärker der Strom im Spulenrahmen ist. Interessanterweise funktioniert dieses Prinzip auch umgekehrt. Ein Beispiel dafür ist der Fahrraddynamo, bei dem sich die Ankerspule in einem Feld eines Permanentmagneten dreht und dadurch ein Strom in der Ankerwicklung erzeugt wird. Das dynamische Prinzip hat also zwei Anwendungsmöglichkeiten:
1. Strom, der durch einen Leiter in einem Magnetfeld fließt, wird in Bewegung umgewandelt.
2. Die Bewegung einer Spule in einem Magnetfeld wird in Strom umgewandelt.
Beide Vorgänge unterliegen dem im Bild 2.51 behandelten Induktionsgesetz. Darin stellt d0/dt den Bewegungsvorgang dar, nämlich die Änderung des Magnetfeldes innerhalb des Zeitabschnittes dt. Während dieses Zeitabschnitts durchschneidet die Spule mit der Windungszahl m eine bestimmte Anzahl von Kraftlinien. Dabei verändert sich das Feld um den Wert d0.

 

11.03 Das elektrostatische Prinzip

 

Im Bild 11.03 sieht man das Prinzip eines mit Gleichspannung aufgeladenen Kondensators. Die beiden Platten des Kondensators ziehen sich gegenseitig an. Wenn eine der Platten als dünne Membran ausgeführt ist, wird sie bei Anlegen einer Gleichspannung zur festen Platte hin gebogen. Wenn zusätzlich zur Gleichspannung eine Wechselspannung überlagert wird, beginnt die Membran im gleichen Rhythmus zu schwingen. Interessanterweise ist auch dieses Prinzip umkehrbar. Wenn der Kondensator über einen hohen Widerstand mit Gleichspannung verbunden ist und die Membran mechanisch bewegt wird, verändert sich die Ladung durch die sich ändernde Kapazität des Kondensators, und der Strom durch den Widerstand ändert sich entsprechend. Das elektrostatische Prinzip ermöglicht also zwei Anwendungsmöglichkeiten:
1. Spannung wird in Bewegung umgewandelt.
2. Bewegung wird in Spannungsänderungen umgewandelt.
Im zweiten Fall muss jedoch bereits eine feste Spannung vorhanden sein.

 

11.04 Das piezoelektrische Prinzip

 

Im Bild 11.04 wird das piezoelektrische Prinzip dargestellt. Bestimmte Kristalle wie Seignettesalz und Bariumtitanat besitzen die bemerkenswerte Eigenschaft, dass sie beim Biegen oder Verwinden elektrische Spannungen erzeugen und sich umgekehrt verformen, wenn ihnen elektrische Spannungen zugeführt werden. Diese Kristallelemente, auch als "Bieger" bezeichnet, bestehen aus Kristallplättchen, die an den beiden äußeren Oberflächen mit einer leitenden Schicht beschichtet sind. Um Bewegungen in elektrische Spannungen umzuwandeln, werden die Plättchen an einer Ecke oder Schmalkante eingespannt und an der gegenüberliegenden Ecke oder Kante mit einem Taststift oder einer Membran versehen, die in Bewegung versetzt werden, um entsprechende Spannungen an den leitenden Elektroden abzunehmen.

Bei der Umkehrung des Prinzips wird ebenfalls eine Membran an dem Bieger befestigt. Wenn dem Kristallelement eine Spannung zugeführt wird, bewegt sich die Membran oder führt bei Anlegen einer Wechselspannung Schwingungen aus. Piezoelektrische Wandler sind im Prinzip ebenfalls Kondensatoren, benötigen jedoch im Gegensatz zu elektrostatischen Wandlern keine Vorspannung.

 

Lautsprecher

 

11.11 Elektrodynamischer Lautsprecher

 

Im Bild 11.11 ist ein elektrodynamischer Lautsprecher dargestellt. Eine Spule, bestehend aus wenigen Windungen, ist axial beweglich im Ringspalt eines permanenten Stahlmagneten angeordnet. Die Spule wird durch eine Zentrierung genau in der Mitte des Spalts gehalten. Wenn ein Gleichstrom durch diese Tauch- oder Schwingspule fließt, wird sie je nach Stromrichtung in den Spalt hineingezogen oder herausgedrückt. Wenn sie vom Wechselstrom durchflossen wird, schwingt sie mit der Frequenz des Wechselstroms hin und her und bewegt dadurch die Membran. Die Schwingspule befindet sich in einer vollkommen entspannten Ruheposition, es wirken keine einseitigen Kräfte oder Vorspannungen auf sie. Ein solches Lautsprechersystem folgt daher den beiden Halbwellen des Wechselstroms genau und gibt Sprache und Musik verzerrungsfrei wieder.

Ein entsprechend dimensioniertes System strahlt ein breites Frequenzband mit annähernd gleichmäßigem Schalldruck ab. Es ist auch möglich, tiefe Töne bevorzugt mit großen, weich aufgehängten Membranen abzustrahlen oder kleine dynamische Lautsprecher mit sehr leichten Schwingungssystemen als Hochtonlautsprecher zu verwenden. Für übertragerlose Endstufen gemäß Bild 8.65 bis 8.68 werden Lautsprecher mit Impedanzwerten von bis zu 20 Ohm hergestellt. Die Anpassungswerte sind im Allgemeinen nicht sehr kritisch, insbesondere wenn eine Spannungsgegenkopplung vorhanden ist, da diese den Innenwiderstand des Verstärkers verringert und ihn unabhängig von externen Belastungen macht. Abweichungen von bis zu 50 Prozent vom Sollwert sind daher in Bezug auf die Hörqualität kaum wahrnehmbar. Vergleicht man dazu die Kurve für Leistungsanpassung in Bild 2.17.

 

11.12 Schwingspulenimpedanz

 

Der Lautsprecher ist ein elektroakustischer Wandler, der elektrische Leistung in Schalleistung umwandelt. Dabei erwärmt sich die Kupferwicklung der Schwingspule und der Lautsprecher verbraucht Wirkleistung. Die Schwingspule stellt daher keinen reinen Induktivitätswert dar, sondern einen realen Belastungswiderstand für die Endstufe. Eine Faustregel besagt, dass die Lautsprecherimpedanz Rl etwa 25 % größer sein sollte als der Gleichstromwiderstand R der Schwingspule. Rl = 1,25 R.

Wenn die Schwingspule also einen Gleichstromwiderstand von 4 Ohm hat, ergibt sich Rl = 5 Ohm. Lautsprecherröhren mit hohen Innenwiderständen von etwa 5000 Ohm erfordern Ausgangsübertrager mit relativ großen Übersetzungsverhältnissen. Bei Transistorverstärkern sind die Werte niedriger. Zum Beispiel erfordert eine Endstufe mit 2x AD 148 Transistoren im Gegentakt und einem dynamischen Innenwiderstand Rcc = 20 Ohm von Kollektor zu Kollektor ein Übersetzungsverhältnis von ü = Wurzel(Rcc / RL) = Wurzel(20/5) = 2.

Für übertragerlose Endstufen gemäß Bild 8.65 bis 8.68 werden Lautsprecher mit Impedanzwerten von bis zu 20 Ohm hergestellt. Die Anpassungswerte sind im Allgemeinen nicht sehr kritisch, insbesondere wenn eine Spannungsgegenkopplung vorhanden ist, da diese den Innenwiderstand des Verstärkers verringert und ihn unabhängig von externen Belastungen macht. Abweichungen von bis zu 50 Prozent vom Sollwert sind daher in Bezug auf die Hörqualität kaum wahrnehmbar. Man vergleicht dazu die Kurve für Leistungsanpassung in Bild 2.17.

 

11.13 bis 11.16 Lautsprechergehäuse

 

Eine freischwingende Lautsprechermembran, die im Raum arbeitet, klingt dünn und gibt tiefe Töne unzureichend wieder. Dies liegt daran, dass sich die Membran während einer Halbwelle nach vorne bewegt und dort Luft wegdrückt, die jedoch sofort über den Rand der Membran auf der Rückseite wieder angesaugt wird. Dadurch kann die Membran die weiter entfernte Luft nicht effektiv in Bewegung setzen (Bild 11.13). Dies wird als akustischer Kurzschluss bezeichnet. Für hohe Frequenzen tritt dieser Effekt nicht auf, da die Strecke um den Rand des Lautsprechers herum einen größeren Widerstand für hohe Frequenzen bietet als für tiefe Frequenzen. Um den akustischen Kurzschluss bei tiefen Tönen zu verhindern, gibt es folgende Möglichkeiten:

1. Die ebene Schallwand, Bild 11.14: Sie versperrt den tiefen Tönen den direkten Weg zur Rückseite der Membran. Der Abstand a zwischen Membran und Schallwand bestimmt die Grenzfrequenz, bis zu der ein Kurzschluss verhindert wird. Bei a = 1 m liegt diese Frequenz bei etwa 80 Hz. Noch tiefere Töne werden bereits wieder benachteiligt, daher erfordert dies ziemlich große Schallwände.

2. Ein hinten offenes Gehäuse, Bild 11.15: Es bildet eine nach hinten gebogene Schallwand. Der Weg 2a von der Vorderseite zur Rückseite der Membran oder das Volumen des Gehäuses bestimmen die Grenzfrequenz.

3. Ein schalldicht geschlossenes Gehäuse, Bild 11.16: Es vermeidet den akustischen Kurzschluss vollständig, erfordert jedoch ein großes Volumen, da sonst die eingeschlossene Luft zu wenig nachgibt und die Membranbewegung hemmt. Dadurch werden vorwiegend tiefe Töne beeinträchtigt. Trotzdem wird diese Form bevorzugt und die Gehäuse werden oft klein gehalten, um sie besser in Wohnräumen unterzubringen. Das Innere des Gehäuses wird mit schallschluckendem Material gefüllt, um den rückwärtigen Schall zu absorbieren. Dadurch entsteht ein akustischer Widerstand, auf den die Membran nach hinten arbeitet. Für solche kleinen geschlossenen Lautsprecherboxen wird daher viel mehr Musikleistung benötigt als für große Gehäuse.

Diese höhere Ausgangsleistung lässt sich jedoch mit den heutigen Leistungstransistoren leicht erreichen. Mit Röhrenverstärkern wäre der Aufwand wesentlich größer. Dennoch lohnt es sich, Experimente mit großen, nicht gedämpften Lautsprechergehäusen oder großen Schallwänden durchzuführen. Selbst Fachleute sind manchmal erstaunt, wie man mit vielleicht 0,5 W Leistung aus einem Reiseempfänger oder einem batteriebetriebenen Plattenspieler einen großen Raum lautstark beschallen kann.

In modernen HiFi-Lautsprecherboxen werden zwei bis drei Lautsprechersysteme für verschiedene Frequenzbereiche verwendet, um das gesamte Frequenzspektrum gleichmäßig und gut wiederzugeben. Das elektrische Frequenzband wird durch Weichen auf die einzelnen Systeme aufgeteilt, wie bereits in Bild 4.32 behandelt.

 

 11.17 Magnetischer Kopfhörer

 

Ein altbekanntes Gerät für akustische Wiedergabe ist der Kopfhörer, der ursprünglich vom Telefon stammt. Er besteht aus einer Schutzkapsel, in der sich ein kleiner Stahlmagnet befindet. An den Polen des Magneten sind zwei Spulen mit Weicheisenkernen befestigt. Direkt vor dem Magneten befindet sich eine dünne eiserne Membran in geringem Abstand. Durch den Magnet wird die Membran leicht angezogen und verbogen. Wenn Sprachwechselströme durch die Spulen fließen, wird der Magnetismus des Eisenkerns entsprechend der Stromrichtung verstärkt oder geschwächt, was dazu führt, dass die Membran angezogen oder abgestoßen wird. Dadurch bewegt sich die Membran hin und her und erzeugt Töne, die in der Luft hörbar sind. Für den praktischen Gebrauch werden zwei Ohrmuscheln durch einen Bügel verbunden. Kopfhörer sind sehr empfindlich und können in der Nähe von Sendern mit einfachen Empfängern direkt von der Sendeenergie betrieben werden. Bei hochwertigen Wiedergabeansprüchen, z. B. beim Abhören von Schallplatten in Phonobars oder für Hörhilfen, werden elektrodynamische Kopfhörer verwendet. Dabei werden die rechte und linke Ohrmuschel über separate Leitungen mit dem rechten bzw. linken Kanal des Stereoverstärkers verbunden. Mit hochwertigen elektrodynamischen Systemen kann eine außergewöhnlich gute Klangqualität erreicht werden, und gleichzeitig werden andere Personen nicht durch Lautsprecherschall gestört.

 

Mikrofone

 

 11.21 Dynamisches Mikrofon

 

Das dynamische oder Tauchspulenmikrofon stellt eine Umkehrung des dynamischen Lautsprechers dar. Es besteht aus einer kleinen, steifen Membran, die gleichzeitig als Zentrierung dient. Die Membran ist mit einer freischwingenden Spule verbunden, die in das ringförmige Kraftfeld eines starken Topfmagneten eintaucht. Wenn Schallwellen auf die Membran treffen, wird die Tauchspule in Bewegung versetzt. Da sich diese Bewegung in einem Magnetfeld abspielt, entsteht in der Spule eine elektrische Wechselspannung. Diese Spannung spiegelt die Schallwellen wider und wird in einem Verstärker auf die gewünschte Leistung verstärkt. Durch geeignete Konstruktion können solche Mikrofone ziemlich gleichmäßig empfindlich im Tonfrequenzbereich gemacht werden. Hochwertige Tauchspulenmikrofone eignen sich daher gut für hochwertige Musikaufnahmen. Einfachere Ausführungen werden als praktische Mikrofone für Diktier- und Heimtonbandgeräte verwendet. Dynamische Mikrofone sind mechanisch robust. Die Tauchspule hat einen niedrigen Impedanzwert, daher sind die Anschlussleitungen unempfindlich gegenüber kapazitiven oder induktiven Störungen. Die geringen Störströme können aufgrund des niedrigen Widerstands der Tauchspule keine spürbaren Störspannungen verursachen. Daher können für ein solches Mikrofon ungeschirmte oder längere Anschlussleitungen verwendet werden.

 

 11.22 Kristallmikrofon

 

Kristallmikrofone werden oft gemäß Bild 11.22a mit einem Sattelbieger aufgebaut. Dieses quadratische Kristallelement besteht aus zwei miteinander verbundenen Kristallplättchen. Sie sind so angeordnet, dass die größte Spannung erzeugt wird, wenn zwei diagonale Ecken nach unten und die beiden anderen nach oben gebogen werden. An den entsprechenden Stellen sind Bügel angebracht und mit einer Membran verbunden (Bild 11.22b). Auf diese Weise entsteht ein Mikrofon, das in zwei gegenüberliegenden Richtungen die höchste Empfindlichkeit aufweist (Achter-Charakteristik).

Kristallmikrofone liefern trotz ihrer einfachen Konstruktion hohe Spannungen. Daher sind sie kostengünstig und eignen sich gut für Sprechanlagen und Sprachübertragungen. Hochwertige Ausführungen bieten auch eine gleichmäßige Wiedergabe von breiten Frequenzbändern und sind daher auch für den Einsatz in Studios geeignet. Ein Kristallmikrofon hat eine Eigenkapazität von einigen hundert Pikofarad. Die Mikrofonkabel sollten daher nicht zu lang sein und abgeschirmt werden. Darüber hinaus sollte der Eingangswiderstand Rc der entsprechenden Verstärkerstufe mindestens 1 MΩ betragen, da andernfalls Mikrofonkapazität und Widerstand einen Hochpass (Bild 11.22c) bilden und tiefe Frequenzen beeinträchtigt werden.

 

11.23 Kondensatormikrofon

 

Ein Kondensatormikrofon besteht grundlegend aus einer sehr straff gespannten, leitenden dünnen Membran und einer isolierten starren Gegenelektrode, wie in Bild 11.23a dargestellt.

Wenn Schallschwingungen auf die Membran treffen, vibriert sie mit derselben Frequenz, wodurch sich der Abstand zwischen den Kondensatorplatten und damit die Kapazität ändert. Die feste Elektrode ist perforiert, um den Luftstrom hin und her strömen zu lassen. Durch eine geeignete Anordnung der Löcher lässt sich auch die Frequenzkurve verbessern. Für den Niederfrequenzbetrieb, wie in Bild 11.23b gezeigt, wird eine Gleichspannungsquelle von 50...150 V und ein Widerstand R von 30...100 MΩ benötigt. Die Kapazitätsänderungen der Mikrofonkapsel beim Sprechen führen zu einer Änderung des Ladezustands, und die dadurch erzeugte Spannung wird dem hochohmigen Vorverstärker zugeführt. Hierbei eignet sich ein Feldeffekttransistor für die Eingangsstufe. Diese Vorstufe muss aufgrund der hohen Widerstände und zur Vermeidung von schädlichen Leitungskapazitäten unmittelbar in das Mikrofongehäuse eingebaut werden.

Bei der Hochfrequenzschaltung, wie in Bild 11.23c gezeigt, werden die auftretenden Kapazitätsänderungen beim Besprechen des Mikrofons in den Schwingkreis eines Hochfrequenz-Oszillators übertragen. Dadurch ändert sich die Frequenz des Oszillators im Rhythmus der Tonfrequenzschwingungen, und er fungiert als frequenzmodulierter Sender. Die Schwingungen werden jedoch sofort in einem ebenfalls gekoppelten FM-Demodulator demoduliert. Hinter dem RC-Siebglied zur Filterung der Hochfrequenzreste stehen dann die Tonfrequenzsignale zur Verfügung.

Hochfrequenz-Kondensatormikrofone haben den Vorteil, dass die gesamte Schaltung niederohmig ist und keine hohen Gleichspannungen erforderlich sind. Kondensatormikrofone können für den gesamten Tonfrequenzbereich mit gleichbleibender Empfindlichkeit hergestellt werden und zeichnen sich durch eine geringe Verzerrung aus. Daher werden sie bevorzugt für hochwertige Studioaufnahmen und Messzwecke eingesetzt. Aufgrund der erforderlichen Präzision sind sie jedoch aufwändiger und teurer als andere Mikrofontypen.

In jüngerer Zeit wurde es möglich, die für Niederfrequenz-Kondensatormikrofone erforderliche Polarisierungsspannung (in Bild 11.23b mit 50...150 V angegeben) in einer Kunststoff-Mikrofonmembran als stationäre Ladung zu speichern. Dieses permanente elektrostatische Feld entspricht dem Permanentmagnetismus bei Stahl- oder Ferritmagneten. Dieser Effekt wird in Anlehnung an das Wort "Magnet" als Elektret bezeichnet. Elektret-Kondensatormikrofone wurden erstmals 1971 in japanischen Kassetten-Tonbandgeräten eingeführt.

 

11.24 Richtwirkung von Mikrofonen

 

Durch bestimmte mechanische Gestaltungen von Mikrofonen kann eine gleichmäßige Empfindlichkeit in alle Richtungen oder eine bevorzugte Empfindlichkeit in einer bestimmten Richtung erzielt werden. Es werden folgende Arten unterschieden:

1. Kreisförmige Richtcharakteristik, wie in Bild 11.24a dargestellt. Solche Mikrofone eignen sich gut für die Aufnahme großer Klangkörper oder Gespräche um einen runden Tisch.

2. Nierenförmige Richtcharakteristik bei Nierenmikrofonen. Gemäß Bild 11.24b ist die Empfindlichkeit in einer Richtung am höchsten. Nierenmikrofone werden bevorzugt für Redneranlagen und Bühnenzwecke verwendet. Sie eignen sich auch gut als Diktiermikrofone, da sie Hintergrundgeräusche aus dem Publikum oder von anderen Schallquellen unterdrücken.

3. Acht-förmige Richtcharakteristik bei Achtermikrofonen, wie in Bild 11.24c dargestellt. Sie besitzen zwei gegenüberliegende Bereiche mit hoher Empfindlichkeit. Diese Mikrofone eignen sich beispielsweise für Wechselgespräche, bei denen sich die Gesprächspartner gegenüberstehen, aber seitlicher Störschall unterdrückt werden soll. Mikrofone mit Achtercharakteristik spielen auch eine wichtige Rolle in der Stereo-Aufnahmetechnik, die im Folgenden kurz behandelt wird.

 

 11.25 bis 11.27 Stereo-Mikrofone

 

Für die stereofonische Wiedergabe ist es wichtig, dass die räumliche Anordnung der Schallquellen erkennbar ist. Dazu werden zwei Mikrofone verwendet, die in separaten Verstärkerkanälen verstärkt werden. Die Wiedergabe erfolgt über zwei Lautsprecher, die in einem bestimmten Abstand voneinander aufgestellt sind. Um sicherzustellen, dass stereofonische Darbietungen auch auf einkanaligen Anlagen gut klingen, müssen sie kompatibel sein.

Die einfachste Stereo-Aufnahmeanordnung ist die Rechts/Links-Übertragung mit zwei separat aufgestellten Mikrofonen, wie in Bild 11.25 dargestellt. Allerdings sind solche Aufnahmen nicht kompatibel. Bei einkanaliger Wiedergabe würden sie schlecht klingen, da beispielsweise ein Instrument, das sich nahe am linken Mikrofon befindet, später vom rechten Mikrofon gehört wird. Um dieses Problem zu lösen, verwendet man gemäß Bild 11.26 zwei Achtermikrofone mit Richtwirkung, die unmittelbar übereinander angeordnet sind. Dadurch sind die Laufzeiten von verschiedenen Schallquellen zu diesem Mikrofonarrangement immer gleich. Im nachfolgenden Verstärker werden die Spannungen, die den Richtungen ± X und ± Y entsprechen, elektrisch addiert, und man erhält in den beiden Verstärkerkanälen die Spannungswerte für den Schalldruck X + Y und X - Y. Das Signal X + Y erfasst den gesamten Klangkörper und eignet sich auch für die einkanalige Wiedergabe.

Ein weiteres häufig verwendetes Verfahren, wie in Bild 11.27 dargestellt, arbeitet ebenfalls mit zwei übereinander angeordneten Mikrofonen. Das eine Mikrofon hat eine Nierencharakteristik und nimmt den Schall aus der Mitte symmetrisch auf, während das andere Mikrofon mit einer Achtercharakteristik den Schall von den Seiten bevorzugt. Für die stereofonische Wiedergabe werden elektrisch die Summe und die Differenz der Spannungen gebildet, also M + S und M - S. Durch das Zusammenführen dieser Spannungsanteile in einem einkanaligen Wiedergabegerät werden + S und - S aufgehoben, und man erhält die Spannung 2M, die dem Gesamteindruck der Schallquelle entspricht. Dieses MS-Verfahren ist vollständig kompatibel und wird daher in der Schallplattentechnik angewendet.

 

Schall-Aufnahmeverfahren

In der Rundfunktechnik geht es darum, Schallwellen in elektrische Signale umzuwandeln, um sie über große Entfernungen zu übertragen und dann wieder in Schall umzuwandeln. Dafür werden Mikrofone und Lautsprecher verwendet. Mikrofone wandeln Schall in elektrische Signale um, während Lautsprecher elektrische Signale in Schall umwandeln. Zur Aufzeichnung von Schallsignalen werden Schallspeicher verwendet, wie Schallplatten und Tonbänder. Schallplatten haben spiralförmige Rillen, die Tonfrequenzschwingungen repräsentieren. Die engen Abstände zwischen den Rillen stehen für hohe Frequenzen, während breite oder tiefe Auslenkungen größere Lautstärken bedeuten. Stereo-Schallplatten haben separate Informationen für den linken und rechten Kanal, die auf verschiedenen Seiten der Rille aufgezeichnet sind. Der Abtaststift erfasst die seitlichen Bewegungen und überträgt sie auf zwei Signalwandler, um die rechten und linken Signale zu erzeugen. Es gibt auch Schallplatten für Quadrofonie, bei denen vier Kanäle in derselben Rille untergebracht sind. Diese erfordern spezielle Decoder für die Wiedergabe. Schallplatten haben unterschiedliche Umdrehungszahlen, je nach Größe und Anzahl der enthaltenen Stücke.

 

Tonabnehmer

 

 11.31 Dynamischer Tonabnehmer

 

Das dynamische Prinzip, bei dem sich eine Spule im Magnetfeld bewegt, führt zu einer Spannung, die umso größer ist, je schneller die Bewegung ist. Ein gutes Beispiel dafür ist der Fahrraddynamo: Bei langsamer Drehung leuchtet die Lampe dunkelrot, während sie bei schneller Fahrt hellweiß leuchtet.

Der dynamische Tonabnehmer, wie im Bild dargestellt, wird für einkanalige Schallplatten verwendet. Er hat eine Abtastspitze, an der ein Eisenanker angebracht ist. Dieser bewegt sich zwischen den Polschuhen eines Permanentmagneten und verändert dadurch den Magnetfluss. Diese Veränderung führt zu einer Spannung in der Spulenwicklung. Es ist äquivalent, ob man eine Spule einem Magneten annähert oder das Magnetfeld um die feste Spule herum ansteigen lässt. Ähnlich wie beim Fahrraddynamo erzeugt dies größere Ströme, je schneller die Bewegung bzw. die Feldänderung ist. Dynamische Tonabnehmer reagieren also auf die Geschwindigkeit der Abtastnadelbewegung. Das bedeutet, dass bei gleicher Auslenkung höhere Frequenzen eine größere Spannung erzeugen.

Das System dieses Tonabnehmers führt Bewegungen nur um eine Achse aus und ermöglicht daher nur eine einkanalige Wiedergabe. Solche Tonabnehmer wurden vor der Einführung von Stereo-Schallplatten für hochwertige Plattenspieler verwendet.

 

 

11.32 und 11.33 Dynamischer Stereo-Tonabnehmer

 

Beim Stereo-Tonabnehmer werden zwei dynamische Systeme im Winkel von 90° zueinander gekreuzt und um 45° gegen die Plattenoberfläche geneigt angeordnet. Das Prinzip ist in Bild 11.32 dargestellt. Der Anker A wird als Nordpol betrachtet, während die ihm zugewandten Pole der Spulenkern als Südpole des geschlossenen Systems hinter der Zeichenebene fungieren. Das Magnetfeldsystem hat zwei separate Spulenwicklungen für den linken und den rechten Kanal. Der Abtaststift ist mit dem Anker A verbunden. Wenn nur der linke Kanal ausgesteuert wird, schwingt der Anker in Richtung L - L und erzeugt in der entsprechenden Spulenwicklung die entsprechende Tonfrequenzspannung. In die entgegengesetzte Richtung wirkt sich diese Bewegung nicht aus und die Wicklung bleibt stromlos.

Umgekehrt verhält es sich beim Besprechen nur des rechten Kanals. Bei einer Stereorille werden die Informationen aus der Kombination beider Bewegungen abgeleitet. Bild 11.33 zeigt schematisch den Aufbau eines solchen Tonabnehmers.

 

 

11.34 und 11.35 Kristalltonabnehmer

 

Die Kristalltonabnehmer 11.34 und 11.35 sind in ihrer Funktionsweise besonders interessant. Sie nutzen Kristall-Biegeelemente, die sowohl seitliche Bewegungen in den Schallrillen als auch Verdrehungen um ihre Längsachse ermöglichen. Die daraus resultierenden elektrischen Spannungen werden dann über Kontakte abgegriffen. Während einkanalige Kristalltonabnehmer heutzutage nur noch selten in einfachen Plattenspielern zu finden sind, haben sich Stereo-Tonabnehmer durchgesetzt. Hierbei werden zwei Kristall-Biegeelemente miteinander verbunden und über einen speziellen Kopplungssteg gesteuert. Durch geschickte Anordnung der Elemente wird sichergestellt, dass jede Bewegung in den Schallrillen nur das entsprechende Kristall-Biegeelement beeinflusst. Stereo-Tonabnehmer ermöglichen die Wiedergabe von einkanaligen Schallplatten ohne Umschalten oder Anpassungen. Jedes der beiden Systeme extrahiert eine spezifische Seitenkomponente, und durch die Kombination beider Kanäle entstehen die Informationen X + Y.

 

Magnetband als Tonaufzeichnung

 

11.41 Aufzeichnungsprinzip

 

Die magnetische Aufzeichnungstechnologie, auch bekannt als Magnetband oder Tonband, basiert auf einem komplexen Verfahren (Bild 11.41). Es besteht aus einem flexiblen Trägermaterial und einer magnetisierbaren Schicht. Beim Aufzeichnen wird das Band mit konstanter Geschwindigkeit an einem speziellen Aufnahmekopf vorbeigeführt. Dieser Kopf, bestehend aus einem magnetischen Ringkern mit einem winzigen Luftspalt, ist mit einer Spule umwickelt, die von den aufzuzeichnenden Tonsignalen durchflossen wird. Die Bewegung des Bandes im Luftspalt erzeugt wechselnde magnetische Felder, die magnetische Markierungen auf dem Band hinterlassen.

Beim Abspielen des Bandes wird es über einen ähnlichen Kopf oder einen kombinierten Kopf geführt. Dieser Kopf arbeitet nach dem Prinzip der magnetischen Induktion. Das aufgezeichnete Magnetfeld im Band bewegt sich durch das Spulenfeld des Wiedergabekopfes, was zu einer Spannung in der Spule führt. Diese Spannung wird verstärkt und gibt die ursprünglichen Tonsignale wieder, die aufgezeichnet wurden.

Vor dem Aufnehmen müssen vorhandene Aufnahmen auf dem Band gelöscht werden. Hierfür wird ein Löschkopf verwendet. Dieser ähnelt dem Wiedergabekopf, hat jedoch einen breiteren Luftspalt. Durch die Löschkopfspule fließt ein Hochfrequenzstrom mit einer Frequenz von etwa 30 bis 60 kHz. Dieser Strom magnetisiert das Band im Luftspalt in beide Richtungen und löscht so die vorherigen Aufnahmen. Während das Band den Löschkopf passiert, nimmt die Magnetisierung allmählich ab, bis das Band den Aufnahmekopf erreicht.

Um die Qualität der Aufnahmen weiter zu verbessern, wird eine Hochfrequenz-Vormagnetisierung angewendet. Dabei wird dem Spulenfeld des Aufnahmekopfes ein zusätzlicher Anteil der Hochfrequenzspannung zugeführt. Dieser Vorgang sorgt für eine bessere Ausrichtung der magnetischen Partikel auf dem Band und reduziert Rauschen und Verzerrungen während der Aufnahme. Beim Abspielen werden der Löschkopf und die Vormagnetisierung deaktiviert, und nur der Wiedergabekopf kommt zum Einsatz, um das Magnetband abzuspielen.

 

 

11.42 & 11.43 Der Tonbandkopf und seine Schaltung

 

Der Tonbandkopf, auch bekannt als Ringkopf, weist in der Regel eine rechteckige Form auf (Bild 11.42). Der Kern des Kopfes besteht aus hochwertigem Dynamoblech oder Ferrit und muss äußerst verschleißfest sein, da er nicht durch das vorbeilaufende Tonband abgetragen werden darf. Ein harter Berylliumkupfer- oder Glimmerstreifen dient als Spalteinlage. Um auch bei niedrigen Bandgeschwindigkeiten hohe Frequenzen gut aufzeichnen zu können, muss der Spalt schmaler sein als die Wellenlänge der höchsten aufzuzeichnenden Frequenz. Dies erfordert eine äußerst präzise mechanische Fertigung, da der Spalt mit bloßem Auge nicht mehr sichtbar ist.

Aufgrund der winzigen abgetasteten Magnetfelder müssen Fremdstörfelder unbedingt vermieden werden. Eine 50-Hz-Spannung aus dem Stromnetz, die auf das Band oder den Kopf einwirkt, kann schwerwiegende Folgen haben. Aus diesem Grund sind die Magnettonköpfe sorgfältig abgeschirmt. Die Kopfspule wirkt als induktiver Widerstand.

Beim Aufnehmen wird die Kopfspule nicht direkt mit dem Ausgangsverstärker verbunden. Andernfalls würde aufgrund des hohen induktiven Widerstands bei hohen Frequenzen nur ein geringer Strom fließen, und das Band würde unzureichend magnetisiert werden. Gerade bei hohen Frequenzen ist jedoch eine stärkere Magnetisierung erforderlich, da sie aufgrund der Spaltbreite ohnehin weniger gut aufgezeichnet werden. Daher wird beim Aufnehmen ein Widerstand R in Reihe zur Kopfspule geschaltet (Bild 11.43). Der Strom in diesem Schaltkreis wird hauptsächlich durch den ohmschen Widerstand bestimmt und bleibt über einen großen Frequenzbereich konstant. Bei hohen Frequenzen wird der Strom sogar durch zusätzliche Schaltelemente erhöht, um die Verluste im Spalt auszugleichen.

Beim Abspielen tritt ein umgekehrter Effekt auf. Das magnetische Feld des abgetasteten Bandes erzeugt Spannungen in der Spule. Langsame Änderungen des Magnetfeldes führen zu geringeren Spannungen, was vor allem bei tiefen Frequenzen zutrifft. Bei niedrigen Frequenzen ändert sich das Feld beispielsweise 80-mal pro Sekunde, während es bei mittleren und hohen Frequenzen 800- oder 8000-mal pro Sekunde wechselt. Die langsameren Änderungen bei tiefen Tönen erzeugen bei der Wiedergabe weniger Spannung. Dieser Verlust muss ebenfalls im Verstärker ausgeglichen werden. Daher arbeiten Tonbandverstärker mit einer verstärkten Anhebung der Höhen- und Tiefenfrequenzen.

 

 

 

11.44 bis 11.46 Mehrspurverfahren

 

Um die Kosten für Tonbänder zu senken und aufgrund von Werbeargumenten der Industrie wurde die Bandbreite effizienter genutzt. Der erste Schritt war das Halbspurverfahren, bei dem der Tonkopf für die Hälfte der Bandbreite konstruiert wurde und die Spur nur auf einer Seite aufgezeichnet wurde. Durch das Umdrehen des Bands konnte auf der freien Hälfte eine zweite Spur aufgezeichnet werden. Dadurch konnte die Spielzeit mit einer Tonbandspule verdoppelt werden. Dieses Verfahren war besonders für die Stereotechnik von Vorteil, da die beiden Stereospuren mit einem Stereokopf nebeneinander auf dem Tonband platziert werden konnten (Bild 11.44).

Um noch mehr Band zu sparen, wurde das Halbspurverfahren erneut halbiert, was zum Viertelspurverfahren führte. Dabei können jeweils zwei Spuren zu einer Doppelspur für den Stereobetrieb genutzt werden (Bild 11.45). Viertelspursysteme verwenden kombinierte Kombiköpfe in einem gemeinsamen Gehäuse (Bild 11.46). Der obere Kopf nimmt die Spur 1A auf und gibt sie wieder, während der untere Kopf für die Spur 2A zuständig ist. Zusammen ergeben sie die Stereospur 1A + 2A. Wenn das Band umgedreht wird, gilt dasselbe für die Spuren 1B und 2B.

Die Verwendung der Viertelspurtechnik stellt hohe Anforderungen an die mechanische Präzision sowie an brumm- und rauschfreie Verstärker, da die magnetischen Felder bei dieser Methode sehr schwach sind und die Köpfe äußerst klein sind.

 

 12. Vom Einkreiser zum Superheterodynprinzip

 

12.01 Grundaufbau von Rundfunkempfängern

 

Für Rundfunkempfänger wird heutzutage im Allgemeinen das Prinzip des Überlagerungsempfangs angewendet, das bereits in Bild 1.05 kurz erläutert wurde. Dabei wird die hochfrequente Senderfrequenz zunächst in eine niedrige Zwischenfrequenz umgesetzt. Diese Zwischenfrequenz wird verstärkt, demoduliert und liefert dann die gewünschte Tonfrequenz. Dieser Umweg über die Zwischenfrequenz, der sowohl Vorteile als auch einige Schwierigkeiten mit sich bringt, ist jedoch nicht die einzige Möglichkeit. Es ist auch möglich, die aufgenommene Hochfrequenzschwingung direkt oder über einen Hochfrequenzverstärker dem Demodulator zuzuführen, ohne sie in eine andere Frequenz umzuwandeln. Solche Schaltungen werden als Geradeausempfänger bezeichnet. Früher waren solche Geräte, insbesondere für den AM-Empfang im Mittel- und Langwellenbereich, weit verbreitet, bevor es UKW-Rundfunk gab. Heutzutage werden sie von der Industrie nicht mehr hergestellt, aber ihre Schaltungen eignen sich gut, um das Grundverständnis größerer Geräte zu vermitteln. Der einfachste Geradeausempfänger ist der einkreisige Detektorempfänger, der in Bild 10.18 erwähnt wurde.

 

12.02 Detektorempfänger mit Transistor-Nf-Verstärker

 

Ein Detektor mit einem zweistufigen Transistorverstärker liefert bereits mit einer Ferritantenne bei guten Empfangsverhältnissen ausreichende Lautstärke für Kopfhörer. Der Abstimmkreis ist für den MW-Bereich ausgelegt. Der Kondensator im Schwingkreis fungiert als kapazitiver Spannungsteiler, um eine externe Antenne zur Reichweitenerhöhung anschließen zu können. Der Detektor ist an einer Abgriffwicklung der Spule angeschlossen, um eine zu starke Dämpfung des Schwingkreises zu vermeiden. Das Potentiometer dient zur Einstellung der Lautstärke. Es sind keine Stabilisierungsmittel für die Basisspannungen vorgesehen. Die Basis des ersten Transistors ist lediglich über einen Elektrolytkondensator mit dem Detektor verbunden. Die Basisspannung stellt sich dann auf ein mittleres Potential zwischen Emitter und Kollektor ein. Diese Vorspannung reicht für geringe Signalamplituden aus. Der zweite Transistor ist kapazitiv gekoppelt und erhält seine Basisvorspannung über einen 200-kOhm-Widerstand. Das Gerät wird mit einer Monozelle betrieben. Diese Schaltung wird empfohlen.

 

 

 

Überlagerungsempfänger-Prinzip

 

12.11 Umwandlung der Empfangsfrequenz

 

Um die Schwierigkeiten mehrkreisiger Geradeausempfänger zu umgehen, werden alle Empfangsfrequenzen in die gleiche feste Zwischenfrequenz umgewandelt. Die Abstimmkreise 1 bis 4 für diese Frequenz bleiben fest eingestellt und bestehen aus Festkondensatoren und Spulen mit hoher Güte und günstiger Bandbreite. Auf diese Weise wird bei allen Empfangsfrequenzen, einschließlich Kurzwellen, eine gleichmäßige Verstärkung und Trennschärfe für diese Zwischenfrequenz erreicht. Das Gerät wird dadurch besser, einfacher und kostengünstiger als ein Mehrkreis-Geradeausempfänger. Mehrere einzelne Transistoren oder eine integrierte Schaltung können als aktive Verstärkerelemente dienen.

 

12.12 Vielseitiges Überlagerungsprinzip

 

Die unterschiedlichen Anwendungsmöglichkeiten des Überlagerungsprinzips können anhand einiger Frequenzdiagramme veranschaulicht werden. Beim normalen Überlagerungsempfänger wird die Empfangsfrequenz mit ihren Seitenbändern einer höheren unmodulierten Oszillatorfrequenz zugeführt. In Bild 12.12a wird dies für die Empfangsfrequenz fc = 1000 kHz dargestellt. Die Oszillatorfrequenz beträgt fo = 1460 kHz. Dadurch ergeben sich die Mischfrequenzen:

fo - fc = 460 kHz und fo + fc = 2460 kHz

Beide Mischfrequenzen enthalten auch die Seitenbänder der Empfangsfrequenz, da sie ebenfalls auf die Oszillatorfrequenz überlagert werden.

Durch selektive Schwingkreise wird nur die Zwischenfrequenz fz = fo - fc herausgefiltert und weiter verstärkt. Alle anderen Grundfrequenzen und Mischprodukte werden eliminiert. Das Zwischenfrequenzspektrum enthält die vollständige Modulation der Empfangsfrequenz. Dieser Vorgang wird als "Herabmischen" bezeichnet, da die Trägerfrequenz niedriger liegt als die Empfangsfrequenz.

In einigen Nachrichtenanlagen wird sogar zweimal herabgemischt, z. B. in Richtfunkstrecken und Satellitenkommunikationssystemen. Auch in der Unterhaltungselektronik gibt es Beispiele dafür. Ein Beispiel ist das KW-Bandspreizverfahren, bei dem die Kurzwellenempfangsfrequenz fc = 6 MHz mit einer festen Oszillatorfrequenz fo = 7 MHz auf fo - fc = 1 MHz herabgemischt wird. Diese erste Zwischenfrequenz von 1 MHz wird dann auf die MW-Empfangsfrequenz von 1000 kHz = 1 MHz abgestimmt. Diese Frequenz wird intern nochmals auf 460 kHz umgesetzt, was die zweite Zwischenfrequenz darstellt, bevor sie demoduliert und hörbar gemacht wird.

Bei der Herabmischung auf eine sehr niedrige Zwischenfrequenz kann sogar auf einen selektiven Zwischenfrequenzverstärker verzichtet werden. Stattdessen kann die weit entfernte Zwischenfrequenz durch einen RC-Tiefpass aus dem gesamten Frequenzspektrum herausgefiltert werden.

Es gibt auch Situationen, in denen die Seitenbänder vertauscht werden, z. B. beim AM-Demodulator mit Produkt-Detektor. In diesem Fall wird die Empfangsfrequenz auf eine sehr niedrige Zwischenfrequenz herabgemischt, bevor sie demoduliert wird. Diese vielseitigen Anwendungsmöglichkeiten des Überlagerungsprinzips ermöglichen eine effektive Signalverarbeitung in Rundfunkempfängern und anderen Kommunikationssystemen.

 

12.13 Spiegelfrequenz

 

Überlagerungsempfänger weisen neben ihren Vorteilen (bessere Trennschärfe, gleichmäßige Verstärkung in allen Bereichen) auch typische Störungserscheinungen auf, die bei Geradeausempfängern nicht auftreten. Eine Hauptstörung ist der Spiegelfrequenzempfang.

Die Zwischenfrequenz fz eines Überlagerungsempfängers kann auf zwei Arten gebildet werden:

1. Durch Differenzbildung zwischen der Oszillatorfrequenz f0 und einer Empfangsfrequenz fe, die um den Betrag der Zwischenfrequenz fz niedriger ist:
fz = f0 - fe

2. Durch Differenzbildung zwischen der Oszillatorfrequenz f0 und einer Störfrequenz fs, die um den Betrag der Zwischenfrequenz fz höher ist:
fz = fs - f0

Aufgrund dieser Eigenschaft können neben dem gewünschten Sender fe auch andere Sender gehört werden, die sich frequenzmäßig weit von der Empfangsfrequenz entfernt befinden. Diese Störfrequenz wird als Spiegelfrequenz bezeichnet, da sie gewissermaßen spiegelbildlich zur Empfangsfrequenz liegt. Der Abstand zwischen der Empfangs- und der Spiegelfrequenz beträgt 2 * fz oder fs = fe + 2 * fz.

Für den MW-Bereich von 520 bis 1602 kHz ergibt sich bei einer Zwischenfrequenz von fz = 460 kHz ein Spiegelfrequenzgebiet von fs1 = 520 + 920 = 1440 kHz bis fs2 = 1602 + 920 = 2522 kHz.

 

 12.14 Störmöglichkeiten beim Superhet-Prinzip

 

1. Spiegelfrequenzstörungen: Im MW-Bereich (Bild 12.14a) liegt der Rundfunksender mit der Frequenz fs als Spiegelfrequenz so weit von der gewünschten Empfangsfrequenz fc entfernt, dass die Trennschärfe des Vorkreises ausreicht, um die Spiegelfrequenz zu unterdrücken. Im KW-Bereich (Bild 12.14b) liegen die Spiegelfrequenzen dagegen sehr nahe an der Empfangsfrequenz und werden vom Vorkreis nicht ausreichend unterdrückt. Daher erscheinen KW-Sender zweimal auf der Skala.

2. Oberwellenpfiffe von Langwellensendern: Bei starken Sendern können durch Übersteuerung Harmonische dieser Frequenz gebildet werden. Zum Beispiel beträgt bei einem Langwellensender von 233 kHz die zweite Harmonische 466 kHz. Wenn diese Harmonische in einem Empfänger mit einer Zwischenfrequenz von 460 kHz entsteht, wird beim Abstimmen auf andere Sender ein Pfeifton von 466 - 460 kHz = 6 kHz gehört.

3. Oberwellenpfiff durch Zwischenfrequenz: Wenn die zweite Harmonische der Zwischenfrequenz oder eine Frequenz in der Nähe eines Rundfunksenders liegt, entsteht ebenfalls ein Pfeifton. Bei einer Zwischenfrequenz von 460 kHz sind Sender gefährdet, die in der Nähe von 2 * 460 = 920 kHz arbeiten.

4. Zwischenfrequenzbildung außerhalb des Empfängers: Diese Störungen entstehen, ohne dass der Oszillator des Empfängers beteiligt ist. Wenn ein starker Störsender zusammen mit der Empfangsfrequenz die Zwischenfrequenz ergibt, stören sich grundsätzlich alle Sender gegenseitig, die sich um die Zwischenfrequenz unterscheiden und mit hoher Amplitude auf den Empfängereingang gelangen.

5. Zwischenfrequenz-Störsender: Wenn ein starker Sender auf oder in der Nähe der Zwischenfrequenz des Empfängers arbeitet, kann er bei allen Stationen Störungen verursachen und Pfeiftöne erzeugen. Um solche Störungen zu vermeiden, sollte die Zwischenfrequenz in einem Bereich des Frequenzbands liegen, der von anderen Sendern nicht genutzt wird. Postbehörden und internationale Wellenkonferenzen bemühen sich darum, bestimmte Frequenzbereiche für Zwischenfrequenzen von Überlagerungsempfängern freizuhalten. Störungen können auch auftreten, wenn die Zwischenfrequenz eines Empfängers ausgestrahlt wird und auf ein Gerät mit derselben Zwischenfrequenz trifft.

 

12.15 Zf-Störungen

 

Um einen störenden Sender, der auf der Zwischenfrequenz arbeitet, im Empfänger unwirksam zu machen, werden im Antennenkreis oder vor der Mischstufe Sperr- oder Saugkreise angeordnet. Ein auf die Störfrequenz abgestimmter Parallelschwingkreis im Signalweg stellt einen hohen Widerstand für diese Frequenz dar, so dass die Störspannung am Signal-Schwingkreis verschwindend klein wird. Ein auf die Störfrequenz abgestimmter Serienschwingkreis vom Signalweg zur Masse stellt einen Kurzschluss für diese Frequenz dar und macht sie unwirksam.

Solche Zf-Sperr- und Saugkreise schützen nicht nur vor dem Eindringen von Störsignalen, sondern verhindern auch, dass die eigene Zwischenfrequenz über die Antenne abgestrahlt wird. Bei der Abstimmung dieser Kreise wird angegeben, dass ein tonfrequent moduliertes Signal mit der Zwischenfrequenz fz = 460 kHz an den Antenneneingang gegeben werden soll. Der Sperrkreis wird dann so eingestellt, dass am Ausgang ein minimales Tonsignal vorhanden ist.

 

Gesamteigenschaften von Überlagerungsempfängern

 

12.16 Bedeutung der Empfängerstufen

 

1. Vorkreise mit Antennenkopplung und Zf-Sperren sorgen für eine selektive Filterung weitabliegender Frequenzen, insbesondere Spiegelfrequenzen. Sie verbessern auch die Empfindlichkeit und das Signal-Rausch-Verhältnis durch Resonanz mit der Sendefrequenz.

2. Der Oszillator erzeugt die erforderliche Überlagerungsfrequenz. Wenn der Oszillator nicht funktioniert, wird keine Zwischenfrequenz erzeugt und weitergeleitet, daher bleibt das Gerät stumm. Die Abstimmung des Oszillators bestimmt die Skaleneichung. Eine falsche Anzeige der Sender auf der Skala deutet auf einen verstimmen Oszillator hin, sofern der Zeiger mechanisch korrekt eingestellt ist.

3. Zwischenfrequenzteil. Der Superhet zeichnet sich durch seine hohe Trennschärfe gegenüber benachbarten Frequenzen (Nahselektion) und seine starke Verstärkung des Zf-Signals aus. Dies ist der Hauptvorteil des Superhet-Empfängers. Daher macht ein Superhet nur Sinn, wenn der Zf-Teil tatsächlich verstärkt und trennt, was mindestens einen Verstärker mit vier Polen und mehrere Zf-Kreise erfordert.

4. Demodulator. Der Demodulator wird zur Demodulation des Zf-Signals verwendet, um die Nf-Signal- und Regelspannung für die automatische Verstärkungsregelung (AVR) zu gewinnen.

5. Niederfrequenzteil. Der Nf-Teil verstärkt das Nf-Signal auf Lautsprecherleistung und enthält Elemente zur Klangbeeinflussung, normalerweise in Form von variablen, frequenzabhängigen Gegenkopplungen.

 

 12.17 Hf- und Zf-Stufen beim klassischen Überlagerungsempfänger

 

Das Bild zeigt die erweiterte Blockschaltung eines klassischen Überlagerungsempfängers. Es besteht aus folgenden Stufen:

1. Hf-Eingangskreis: Dieser Kreis ist für den Empfang der hochfrequenten Signale von der Antenne zuständig. Er kann aus einer Kombination von Spulen, Kondensatoren und Resonanzschaltungen bestehen, um eine selektive Filterung und Anpassung an die Empfangsfrequenzen zu ermöglichen.

2. Hf-Verstärker: Der Hf-Verstärker dient dazu, das schwache Eingangssignal zu verstärken, um das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern. Früher wurden dafür Röhren oder Transistoren verwendet.

3. Hf-Zwischenkreis: Der Hf-Zwischenkreis ist ein Schwingkreis, der die hochfrequente Senderfrequenz auf eine niedrigere Zwischenfrequenz umwandelt. Dies ermöglicht eine bessere Verarbeitung des Signals in den folgenden Stufen.

4. Mischstufe mit Oszillator und Oszillatorkreis: In der Mischstufe wird das hochfrequente Signal aus dem Hf-Zwischenkreis mit der Oszillatorfrequenz gemischt. Der Oszillatorkreis erzeugt die Oszillatorfrequenz, die in der Regel höher als die Empfangsfrequenz ist.

5. 1. Zf-Filter: Das erste Zwischenfrequenzfilter filtert das gemischte Signal und lässt nur die gewünschte Zwischenfrequenz passieren. Dadurch werden unerwünschte Frequenzen und Störungen herausgefiltert.

6. Zf-Verstärker: Der Zf-Verstärker verstärkt das gefilterte Zwischenfrequenzsignal, um die Signalqualität zu verbessern und es für die Demodulation vorzubereiten.

7. 2. Zf-Filter: Das zweite Zwischenfrequenzfilter dient zur weiteren Filterung des Signals und zur Verstärkung der Zwischenfrequenz. Es verbessert die Trennschärfe und das Signal-Rausch-Verhältnis.

8. Demodulator: Der Demodulator demoduliert das verstärkte Zwischenfrequenzsignal und gewinnt daraus die Niederfrequenz-Spannung. Diese Nf-Spannung enthält das ursprüngliche Audiosignal, das über Lautsprecher wiedergegeben werden kann. Der Demodulator kann auch eine Regelspannung für die automatische Verstärkungsregelung (AVR) liefern, um die Verstärkung in den vorherigen Stufen anzupassen.

Bei älteren Rundfunkempfängern wurden Röhren in den einzelnen Stufen verwendet. In modernen Empfängern werden jedoch Transistoren und integrierte Schaltungen eingesetzt, um kompaktere und effizientere Empfänger zu realisieren.

 

12.18 Integrierte Schaltung AM-Überlagerungsempfänger

 

Bild 12.18 zeigt eine integrierte Schaltung (IC) für einen AM-Überlagerungsempfänger. Ein Beispiel dafür ist der Baustein TBA 651 von SGS Deutschland. In dieser IC sind alle Stufen, die zuvor als separate Rechtecke dargestellt wurden, auf einem einzigen Silizium-Chip integriert. Zusätzlich wurde eine Stabilisierungsstufe für die Stromversorgung hinzugefügt.

Durch die Integration der Schaltung auf einem Chip konnten die Abmessungen deutlich reduziert werden. Gleichzeitig konnten interne Rückkopplungen vermieden werden, die bei Aufbauten mit diskreten Bauelementen oft eine Herausforderung darstellen. Es ist keine abgleichbare Neutralisationsschaltung für die extern anzuschließenden Schwingkreise erforderlich.

Es ist wichtig zu beachten, dass durch die Integration die Funktionen nicht mehr so klar erkennbar sind wie im klassischen Schaltungsaufbau. Dennoch ist es für Rundfunktechniker, sei es im Labor, im Prüffeld oder im Service, weiterhin wichtig, den klassischen Schaltungsaufbau zu verstehen und zu beherrschen, um effizient und verständnisvoll arbeiten zu können.

 

13. Antennenkopplung und HF-Verstärkung

 

13.03 Dipolantenne

 

Die Dipolantenne ist eine weitere gängige Antennenkonfiguration, die für den Empfang von UKW-Signalen verwendet wird. Sie besteht aus zwei metallischen Elementen, die in Form eines Dipols angeordnet sind. Die Länge der Dipolarme entspricht in der Regel einem Vielfachen der halben Wellenlänge des zu empfangenden Signals.

Die Dipolantenne bietet eine gute Empfangsleistung im UKW-Bereich und ist besonders für den Empfang von hochfrequenten Signalen geeignet. Sie kann entweder als externe Antenne angeschlossen oder intern in den Empfänger integriert sein.

Die Positionierung der Dipolantenne ist entscheidend für den Empfangserfolg. Sie sollte idealerweise horizontal und möglichst hoch über dem Boden angebracht werden. Eine klare Sichtlinie zur Senderantenne ohne Hindernisse wie Gebäude oder Bäume verbessert die Empfangsqualität erheblich.

Durch ihre Konstruktion und Ausrichtung ermöglicht die Dipolantenne eine gute Selektion von UKW-Sendern und minimiert Störungen durch benachbarte Frequenzen. Sie ist eine beliebte Wahl für den Empfang von UKW-Rundfunk und wird in vielen Haushalten und Fahrzeugen eingesetzt.

 

13.02 Antennennachbildung oder künstliche Antenne

 

Das Bild zeigt eine Antennennachbildung oder auch künstliche Antenne, die verwendet wird, um die Antenne bei Berechnungen und dem Abgleichen von Empfängern zu simulieren. Die Antennennachbildung (Bild 13.02) besteht aus einer Serienschaltung von Ca = 200 pF und Ra = 400 Ω.

Diese Antennennachbildung dient als Ersatz für eine echte Antenne im KW-, MW- und LW-Bereich. Durch die Verwendung der spezifischen Werte von Ca und Ra in der Antennennachbildung können Berechnungen und Abgleicharbeiten am Empfänger durchgeführt werden, ohne dass eine tatsächliche Antenne angeschlossen werden muss.

Es ist jedoch zu beachten, dass für den UKW-Bereich sowie für den Einsatz in Fahrzeugen und mit Ferritantennen möglicherweise andere Werte für die Antennennachbildung erforderlich sind. Diese spezifischen Werte und Anweisungen sollten den entsprechenden Abgleichanweisungen entnommen werden.

Die Verwendung einer Antennennachbildung ermöglicht es, den Empfänger unter Laborbedingungen zu testen und abzugleichen, indem die Eigenschaften einer Antenne simuliert werden. Dies erleichtert die Durchführung von Messungen und Einstellungen, um eine optimale Leistung des Empfängers sicherzustellen.

 

Antennenkopplung im AM-Bereich

Die Antenne oder ihre Nachbildung sollte den Eingangskreis möglichst wenig verstimmen oder dämpfen, da sonst die Empfindlichkeit und Trennschärfe beeinträchtigt werden können. Daher sollte der Antennenkreis nur locker mit dem ersten Abstimmkreis gekoppelt werden, selbst wenn dadurch weniger Hochfrequenzspannung übertragen wird.

 

 13.03 Kapazitive Antennenkopplung

 

Bei der kapazitiven Antennenkopplung gemäß Bild 13.03 wird die Antenne direkt über eine kleine Kapazität C mit dem Scheitel des Eingangskreises verbunden. Um sicherzustellen, dass Außenantennen mit hoher Kapazität den Kreis nicht zu stark verstimmen, sollte die Kapazität C nicht größer als 5 bis 20 pF sein. Bei hohen Frequenzen verringert sich der kapazitive Widerstand von C, wodurch diese Frequenzen bevorzugt übertragen werden. Dies kann zu Spiegelfrequenzstörungen führen.

 

 13.04 Fußpunkt-Kopplung

 

In Bild 13.04 wird der Antennenstrom über den Kondensator Ck mit einer Kapazität von 3 bis 5 nF geführt, der erdseitig im Abstimmkreis liegt. Diese Fußpunkt-Kopplung überträgt tiefe Frequenzen besser, da der kapazitive Widerstand für sie größer ist. Dadurch wird eine höhere Spannung in den Kreis eingekoppelt. Die Gefahr von Spiegelfrequenzstörungen ist bei dieser Art der Kopplung geringer.

Um eine statische Aufladung des Kondensators zu vermeiden, wird der Widerstand R parallel geschaltet. Die Grenzfrequenz dieses RC-Gliedes sollte unterhalb von 150 kHz liegen, um eine gute Einkopplung von Langwellen-Sendern zu gewährleisten. Bei einer Grenzfrequenz von 100 kHz ergeben sich Werte für R im Bereich von 300 bis 500 Ω.

 

13.05 Induktive Kopplung

 

Im Bild sieht man die Antenne, die über die Spule transformatorisch an den ersten Kreis angekoppelt wird. LA und CA bilden ebenfalls einen Schwingkreis mit einer bestimmten Eigenfrequenz. Diese Frequenz darf nicht in den Abstimmbereich fallen, da sonst Sender, die zufällig auf dieser Frequenz arbeiten, aufgrund der Resonanzwirkung bevorzugt werden, selbst wenn man auf eine völlig andere Station abstimmt. Dadurch entsteht die Gefahr von Spiegelfrequenzstörungen.

Für kleine Antennenspulen (6...20 Wdg. für Mittelwelle) liegt die Resonanzfrequenz über 1600 kHz. Wenn die Induktivität (L) sehr groß gemacht wird, liegt die Resonanzfrequenz unter 500 kHz. Abhängig von der Resonanzlage wird das Gerät dadurch am oberen oder unteren Ende des Bereichs empfindlicher. Bei Superhets wird die Antennenresonanz zu niedrigen Frequenzen verlegt, um Spiegelfrequenzen zu unterdrücken. Die Antennenspule erhält also eine hohe Induktivität.

 

13.06 Beispiel einer hochinduktiven Antennenkopplung

 

Im Bild sieht man ein bevorzugtes Beispiel für eine Antennenschaltung bei Empfängern, bei denen optimale Empfangsverhältnisse in jedem AM-Bereich geschaffen werden sollen. Der Abstimmdrehkondensator wird jeweils an die gewünschte Bereichsspule angeschlossen. Bei KW-Empfang werden die Antennenspulen für MW und LW kurzgeschlossen. Beim MW-Empfang bleibt der Kurzschluss für die LW-Spule bestehen. Diese Kurzschlüsse werden in die entsprechenden Abstimmkreise transformiert. Dadurch wird verhindert, dass sie dem gerade eingeschalteten höherfrequenten Empfangsbereich Energie entziehen, da sie mit ihren Trimmerkapazitäten zufällig Resonanz dafür erzeugen könnten.

Die Resonanzfrequenzen des Antennenkreises liegen jeweils unterhalb der niedrigsten Bereichsfrequenz. Für den LW-Bereich würde das zu sehr hohen Windungszahlen für die Antennenspule führen. Daher wird durch den 47-pF-Kondensator die Eigenresonanz zusätzlich verringert. Der 680-pF-Kondensator in der Zuleitung reduziert den Einfluss von Antennen mit zu großer Eigenkapazität. Der Zf-Saugkreis, der parallel zum Empfängereingang geschaltet ist, stellt für die Zwischenfrequenz fz einen niedrigen Widerstand dar und leitet sie am Eingang vorbei. Saugkreise wirken bei hochinduktiven Antennenkopplungen besser als Sperrkreise, da ihr niedriger Serienwiderstand parallel zum hochinduktiven Antennenkreis einen starken Kurzschluss für Störfrequenzen ergibt. Das aktive Verstärkerelement ist durch ein vereinfachtes Symbol dargestellt. Bipolare Transistoren müssen durch Koppelspulen an die Kreise angepasst werden. Diese Koppelspulen müssen durch weitere Bereichschalterkontakte umgeschaltet werden.

 

Ferritantennen

 

13.07 Ferritstabantenne im Reisesuper

 

Im Bild sieht man die klare Antennenschaltung eines Taschen- oder Reisesupers, der nur mit einer Ferritantenne arbeitet. Die Antennenwicklung fungiert gleichzeitig als Induktivität des Eingangskreises. Der niederohmige Eingangswiderstand des nachfolgenden Transistors ist über Anzapfungen mit geringerer Windungszahl an den Schwingkreis angepasst.

Der LW-Kreis verfügt über einen festen Parallelkondensator von 47 pF, um den Bereich einzuschränken und das Abstimmen weniger kritisch zu machen. Der Spannungsteiler für die Basisspannung des Transistors befindet sich am Fußpunkt der Kreise. Die Vorspannung gelangt über die Koppelwicklung zur Basis. Spiegelfrequenz- und Zf-Sperren sind nicht vorgesehen.

 

13.08 Heimempfänger für Ferrit- und Außenantenne

 

Das Gerät arbeitet entweder nur mit einer Ferritantenne oder zusätzlich mit einer Außenantenne. Im MW- und LW-Bereich wird die Außenantenne gemäß Bild 13.04 über einen 3-nF-Kondensator an den Fußpunkt des Schwingkreises angeschlossen. Der Kurzwellenbereich ist induktiv gekoppelt, da die hohen Frequenzen bei dieser kapazitiven Kopplung unwirksam wären.

Der Ferritstab trägt zwei abgleichbare Wicklungen. Sie repräsentieren die Kreisspulen für MW und LW und sind räumlich so weit voneinander entfernt auf dem Stab angeordnet, dass beim MW-Empfang (Bild) die LW-Wicklung kurzgeschlossen werden kann, ohne die MW-Wicklung zu beeinträchtigen. Bei einem bipolaren Transistor als aktives Verstärkerelement sind zusätzliche niederohmige Kopplungswicklungen für die Basisanpassung erforderlich.

 

13.09 Getrennter Ferritantennenkreis

 

Die Ferritantenne im vorherigen Bild trägt immer zusätzlich zum Empfang bei. Dies hat gelegentlich den Nachteil, dass sie in Wohnblocks mit Gemeinschaftsantennen den Störnebel im Inneren des Hauses aufnimmt, den man gerade durch die Antennenanlage vermeiden möchte. Man hört dann zum Beispiel ein Knacken beim Einschalten von Glüh- oder Leuchtstofflampen. Bei größeren Geräten sieht man daher separate und abgeschirmte Kreise für den Betrieb mit Außenantenne vor. Um mit der Ferritantenne zu empfangen, muss die Taste FA gedrückt werden. Dadurch werden die induktiv gekoppelten Antennen- und Vorkreisspulen abgeschaltet und geerdet (Kontakt K2 - 3). Der MW- und LW-Empfang erfolgt dann ausschließlich über die Ferritantenne. Der Zwischenfrequenzsperrkreis in der Zuleitung zum Verstärkerelement ist für beide Empfangsarten wirksam.

Diese Schaltung ist gleichzeitig ein Beispiel für die Darstellung von Wellenschalterdiagrammen in den Service-Unterlagen. Die Kontakte sind hier mit Buchstaben und Ziffern bezeichnet. K2 - K3 beziehen sich auf die mit kleinen Kreisen gekennzeichneten Kontakte in der Spalte FA = Ferritantenne. Der dicke Strich stellt das Kontaktstück dar. Andere Unternehmen verwenden nur Ziffern und nummerieren alle Kontakte durch. Die Schalterbewegung durch Drücken einer Taste ist aus dem Diagramm ersichtlich. Es wird auch angegeben, welcher Bereich im Schaltbild wirksam ist. Hier handelt es sich um den LW-Bereich mit Außenantenne. Das bedeutet im Schalterdiagramm, dass der Tastensatz LW in Pfeilrichtung um eine Teilung verschoben wird, d. h.: J4-5
Jl-2 öffnet, die LW-Spule wird freigegeben
bezieht sich auf den hier nicht dargestellten Oszillatorkreis

Die nicht gedrückten Tasten stellen folgende Verbindungen her:
D 5-6 Drehkondensator und Verstärkerelement angeschlossen
F5-6 MW-Antennenspule kurzgeschlossen
G5-6-7 LW-Abstimmspule freigegeben
H5-6 LW-Abstimmspule zum Drehkondensator weitergeschaltet
K5-6 desgleichen und Ferritantenne abgetrennt

Nicht erwähnte Verbindungen beziehen sich auf den hier nicht dargestellten Oszillatorkreis.

 

13.10 Abgleichen von Ferritantennen

 

Kleine tragbare Batterieempfänger, wie Taschensuper, haben oft nur eine eingebaute Ferritantenne ohne Anschluss für eine Außenantenne. Zum Abgleichen wird anstelle einer künstlichen Antenne eine Koppelschleife mit einem Durchmesser von 90 bis 100 mm an den Ausgang des Prüfsenders angeschlossen und in etwa 50 cm Entfernung vom Ferritstab positioniert. Diese Koppelspule wirkt rein induktiv auf die Ferritantenne ein und hat bei diesem Abstand keinerlei störende Auswirkungen. Es ist ratsam, die Koppelspule in ein stabiles flaches Isoliergehäuse einzubauen, wenn diese Arbeiten häufiger durchgeführt werden.

 

Autoantennen 

 

13.11 bis 13.14 Ankopplung von Autoantennen

 

Die Empfangsspannung von Autoantennen ist begrenzt. Aufgrund der Kapazität des Abschirmkabels zum Empfängereingang würde ein Großteil dieser Spannung durch Spannungsteilung gegen Masse verloren gehen, siehe Bild 2.73. Bei induktiver Antennenkopplung und Drehkondensatorabstimmung würde diese Kabelkapazität den Frequenzbereich einschränken. Daher werden die AM-Bereiche von Autoempfängern mit variablen Induktivitäten (Variometern) abgestimmt. Eine feste, relativ große Kreiskapazität (300 bis 500 pF) wird verwendet, und die Antennen- und Kabelkapazität wird in den Kreis einbezogen.

In Bild 13.11 wird die Antennenspannung über eine Kapazität C1 von 100 bis 150 pF erdseitig in den Kreis eingekoppelt. Die parallel verlaufende Kabelkapazität Ck ist Teil des Schwingkreises und verursacht keinen Spannungsverlust. Unterschiedliche Kabelkapazitäten werden beim Einbau durch Einstellen des Trimmers C1 ausgeglichen. Der Kondensator C2 hat eine Gesamtkapazität von 100 bis 300 pF. Die Gesamtkreiskapazität wird durch die Serienschaltung von C1 und C2 gebildet. Dies entspricht einem n-Kreis gemäß Bild 4.23b.

Bild 13.12 verdeutlicht die Verbindung zum n-Kreis. Die Ausgangskapazität ist als Spannungsteiler ausgelegt, um den niederohmigen Transistoreingang an den Kreis anzupassen. Die spezifischen Kapazitätswerte variieren je nach Hersteller. Andere Unternehmen verwenden beim Autosuper keinen n-Kreis, sondern schließen die Antennen- und Kabelkapazität direkt über einen Serienkondensator an den Parallelschwingkreis an, wie in Bild 13.13 gezeigt.

Beim Abgleichen der AM-Bereiche eines Autosupers werden die vorhandenen Antennenverhältnisse nachgebildet. Hierfür dient eine Kunstantenne gemäß Bild 13.14. Der Innenwiderstand R1 des Messenders und der Zusatzwiderstand R ergeben zusammen R1 + R = 80 Ω. Die kleine Antennenkapazität wird durch C1 = 20 pF nachgebildet, und die Kabelkapazität Ck - C2 beträgt 40 bis 60 pF.

 

13.15 und 13.16 Bereichumschaltung bei der AM-Autoantenne

 

Die bisher erklärten Schaltungen gelten für den MW-Bereich und sind auch in der hier dargestellten Schaltung in Bild 13.15 wirksam. Die Kondensatoren C1 und C2 sind die Abstimmkapazitäten des n-Kreises, und L2 ist die Variometerspule. Die Spule L1 in der Antennenzuleitung ist eine UKW-Drossel, um Zündfunkenstörungen zu reduzieren.

Um beim Variometerabgleich in den LW-Bereich umzuschalten, wird eine Kapazität parallel zur Variometerspule geschaltet. In diesem Fall hat die Antennenkapazität nur noch einen geringen Einfluss, und sie kann direkt zur Gesamtkapazität parallelgeschaltet werden, wodurch der n-Kreis zu einem Parallel-Schwingkreis übergeht. Diese LW-Umschaltung ist in Bild 13.16 zu sehen. Die Antennenkapazität und die drei Kondensatoren C1 bis C3 liegen nun parallel zwischen dem Verstärkereingang und Masse. Da die Frequenzänderung im LW-Bereich geringer ist, wurde durch eine Serienspule L3 die Änderung der Induktivität des Variometers verringert und dadurch auch die Kreisgüte Q = ωL / R leicht verbessert. Diese Spule L3 dient außerdem als Abgleichmittel im LW-Bereich.

 

UKW-Antennen

 

13.21 UKW-Antennenkopplung bei Röhrenempfängern

 

Bei Heimempfängern werden Faltdipole mit einem Wellenwiderstand von 240 Ω als Antennen verwendet. Auch bei Antennenanlagen mit 60-Ω-Koaxialkabeln wird in der Empfängeranschlussschnur wieder auf 240 Ω symmetrisch transformiert, siehe Bild 13.01. Die Primärwicklung des Anpassungsübertragers Ü wird auf die Mitte des UKW-Bandes abgestimmt, wodurch die Empfindlichkeit und das Signal/Rausch-Verhältnis verbessert werden. Ebenso kann die Sekundärwicklung auf die Bandmitte abgestimmt werden, um ein fest eingestelltes UKW-Bandfilter zu erhalten.

 

 13.22 UKW-Antennenkopplung bei Transistorempfängern

 

Die Schaltung entspricht der vorherigen. Der Transistor wird von einem symmetrischen UKW-Eingangsbandfilter gespeist und arbeitet in einer Zwischenbasisschaltung, um den Eingangs- und Ausgangskreis zu entkoppeln und dabei noch eine Spannungsverstärkung zu erzielen.

 

13.23 UKW-Antennenkopplung bei HiFi-Steuergeräten

 

Um das Abstrahlen von Harmonischen der Oszillatorfrequenz zu verhindern, enthält der Antennenkreis eine symmetrische Stichleitung. Die beiden symmetrischen Adern werden auf Druckschaltungsplatten durch rechteckige Spulenwindungen dargestellt (Bild 13.23b). Die Kupferschicht auf der anderen Seite der Isolierplatte dient als Gegen- oder Massepol.

Der Primärkreis in Bild 13.23a wird durch die Kapazitäten von 2x 18 pF und 3,9 pF auf Bandmitte abgestimmt. Der Sekundärkreis arbeitet mit dem in Basisschaltung betriebenen Transistor. Anstelle bipolarer Transistoren können auch Feldeffekttransistoren verwendet werden, wie angedeutet.

In den meisten Empfängern ist vorgesehen, dass der UKW-Dipol auch für den AM-Empfang als Antenne genutzt wird. Dafür wird eine der UKW-Antennenleitungen über eine UKW-Drossel Dr mit der AM-Antennenbuchse verbunden. Die Drossel verhindert, dass bei Anschluss einer AM-Antenne die Harmonischen von Kurzwellensendern, die in den UKW-Bereich fallen, den UKW-Empfang stören und dass die UKW-Antennenspannung einseitig durch den AM-Antennenkreis belastet wird.

 

13.24 UKW-Antennenkopplung beim Reise- und Autoempfänger

 

Eine Dipolantenne für den UKW-Bereich hätte rechnerisch eine Länge von:

Wellenlänge = 300 000000 / 94 000000 = 3,20 m

Bei Reise- und Autoempfängern verwendet man jedoch einen kürzeren Antennenstab, um die Abmessungen gering zu halten. Daher muss der UKW-Antennenkreis unsymmetrisch gestaltet werden. Die Hochfrequenzspannung wird kapazitiv oder über einen Übertrager an den Eingangstransistor gegeben, der in Basis- oder Zwischenbasisschaltung arbeitet. Die Antenne wird auch für den AM-Empfangsteil genutzt. Die Drossel, die auch hier vorhanden ist, stellt eine zusätzliche Sperre gegen Zündfunkenstörungen beim AM-Empfang dar. Beim FM-Empfang schützen das Prinzip der Frequenzmodulation und die Begrenzerstufen im ZF-Teil vor solchen Störungen. Zusätzlich sind die üblichen Entstörmaßnahmen beim Einbau von Autosupern in Fahrzeuge vorzusehen.

 

Hf-Verstärkung im AM-Bereichen

 

13.34 UKW-Röhrenvorstufe

 

Im Bild sieht man eine UKW-Röhrenvorstufe, bei der die Antenne induktiv angekoppelt und angepasst wird. Um eine höhere Verstärkung als bei einer reinen Gitterbasisstufe zu erreichen, aber noch keine kritische Neutralisation zu erfordern, bevorzugt man bei Röhrenstufen die Zwischenbasisschaltung. Die Zwischenbasis entsteht durch die kapazitive Anzapfung des Eingangskreises. Um die Katodengleichspannung zuzuführen, wird eine Drossel Dr 1 verwendet. Zur Unterdrückung störender Schwingungen im Dezimeterbereich wird eine kleine Luftspule in Reihe mit dem Katodenkondensator geschaltet. Die Serienresonanzfrequenz dieser beiden Schaltelemente (200 pF - 10 nH) befindet sich ungefähr in der Mitte des UKW-Bandes und stellt eine sehr niedrige Impedanz dar. Bei Dezimeterwellen überwiegt die Drosselwirkung der Spule, was zu einer Gegenkopplung führt und die Schwingneigung für diese Frequenzen stark reduziert.

Die Stufe ist durch einen 6-pF-Kondensator zwischen Anode und Fußpunkt des Schwingkreises neutralisiert. Mit solchen Vorstufen lassen sich bei geeignetem Aufbau etwa achtfache bis zehnfache HF-Verstärkungen erzielen und gleichzeitig die Oszillatorstrahlung und das Rauschen verringern.

 

13.35 UKW-Transistorvorstufe mit Drehkondensator-Abstimmung

 

Im Bild sieht man eine UKW-Transistorvorstufe mit Drehkondensator-Abstimmung. Der Eingangskreis ist als Breitbandübertrager ausgeführt und steuert den Siliziumtransistor, der in Basisgrundschaltung arbeitet. Der Kollektorschwingkreis des Transistors wird mit einem Drehkondensator abgestimmt. Diese Kombination ermöglicht eine günstige Verstärkung ohne Schwingneigung, wodurch eine Neutralisation nicht erforderlich ist. In der Kollektorleitung befindet sich lediglich ein Schutzwiderstand von 10 Ω, um Hochfrequenzschwingungen zu verhindern. Anstelle von UKW-Drehkondensatoren werden häufig auch Abstimmvariometer mit verschiebbarem Kern verwendet.

 

13.36 UKW-Vorstufe mit Diodenabstimmung

 

Im Bild sieht man eine UKW-Vorstufe mit Diodenabstimmung. Kapazitätsdioden werden als Abstimmungselemente verwendet, was den Vorteil hat, dass keinerlei mechanische Bewegungen im UKW-Teil erforderlich sind. Dadurch kann die Vorstufe besonders kompakt gebaut und gut abgeschirmt werden. Zudem kann der Eingangskreis ohne großen Aufwand mitabgestimmt werden. Die Verwendung von Feldeffekttransistoren bringt weitere Vorteile.

Die Eingangsfrequenz gelangt über einen Antennenübertrager zum Serienresonanzkreis, der durch die Diode D1 abstimmbar ist. Zusammen mit den Kapazitäten C1 und C2 bildet er einen Vierpol, der die Resonanzfrequenz an den breitbandigen Zwischenbasiseingangskreis des Feldeffekttransistors BF 246 weiterleitet. Am Ausgang dieses Transistors befindet sich ein Resonanzkreis, der durch die Kapazitätsdiode D2 abgestimmt ist. Die Abstimmsteuerspannung für beide Dioden wird an einem Potentiometer abgegriffen und kann zwischen 4,2 V und 30 V variiert werden. Ein Neutralisationskondensator von 2,7 pF verhindert Schwingneigung. Die Verstärkung der HF-Vorstufe wird automatisch geregelt, sodass hohe Eingangsspannungen verarbeitet werden können.

 

 

13.37 HF-Vorstufe in integrierter Technik

 

Im Bild sieht man eine HF-Vorstufe, die in integrierter Schaltungstechnik realisiert ist. In solchen Schaltungen werden hauptsächlich Differenzverstärkerstufen verwendet. Die Abbildung zeigt eine HF-Stufe mit Verstärkungsregelung. Extern muss nur der Eingangskreis mit einer Abstimmung über ein Variometer und einer induktiv gekoppelten Antenne angeschlossen werden. Der Abstimmkreis ist kapazitiv an die Basis des ersten Transistors angepasst. Von dort aus führt eine kapazitive Untersetzung zur Mischstufe. Durch die doppelte HF-Abstimmung wird eine gute Spiegelselektion erzielt.

Das Transistorsystem T3 wird von einem Automatic Volume Control (AVC) gesteuert. Es fungiert als variabler Emitterwiderstand, wirkt als Gegenkopplung und reduziert die Verstärkung bei hohen Eingangsspannungen. Die Basisspannung des Systems T1 wird von der internen stabilisierten Spannung Ustab der integrierten Schaltung abgeleitet.

 

14. Mischstufen

Der Mischvorgang im Superhet besteht darin, die Empfangsfrequenz fc zusammen mit ihrer tonfre-quenten Modulation in ein anderes Frequenzband mit der Mittenfrequenz fz = Zwischenfrequenz zu transponieren. Bei der Amplitudenmodulation besteht dieses Band aus der Trägerfrequenz und den beiden Seitenbändern. Bei der Frequenzmodulation schwankt die Frequenz bis zu einem Hub von 75 kHz um die Mittenfrequenz, wodurch das Frequenzband oder die Oszillatorfrequenz f0 überlagert wird, um die Summen- und die Differenzfrequenz zu bilden. Diese enthalten die Modulation der ursprünglichen Empfangsfrequenz, wie in Bild 12.12a dargestellt. Die Differenzfrequenz wird ausgesiebt, verstärkt und demoduliert. Für den Mischvorgang wurde bisher das Prinzip der multiplikativen Mischung mit einem separaten Oszillator verwendet. Es gibt jedoch auch andere Mischverfahren, wie die additive Mischung mit einem separaten Oszillator, die selbstschwingende Mischstufe und schließlich die multiplikative Mischstufe mit Verstärkungsregelung. Zunächst werden die Grundlagen der additiven Mischung erläutert.

 

Additive Mischung

 

14.01 Prinzip der additiven Mischung

 

Im Bild wird das Prinzip der additiven Mischung veranschaulicht. Wenn die Spannungen von zwei verschiedenen Frequenzen durch Reihenschaltung addiert werden, entsteht ein Summensignal (siehe Bild 14.01a). Wenn sich im Schaltkreis nur lineare Bauelemente befinden, enthält dieses Summensignal nur die beiden ursprünglichen Frequenzen. Es entstehen keine neuen Frequenzen oder Differenzfrequenzen.

Wenn jedoch ein nichtlineares Bauelement, wie zum Beispiel eine Diode, in den Kreis eingefügt wird (siehe Bild 14.01b), werden nur die positiven Halbwellen, ähnlich wie bei der AM-Demodulation, durchgelassen. Dadurch entsteht am Ausgang ein Schwingungszug, wie er rechts in Bild 14.01b dargestellt ist. Dieses Signal besteht aus einseitig liegenden, hohen Halbwellen und enthält einen Gleichspannungsanteil, vorausgesetzt, es wird kein Ladekondensator oder Siebglied verwendet.

Wenn man aus dieser gemischten Spannung nach Bild 14.01c die Wechselspannung herausfiltert, ordnen sich die Amplitudenschwankungen um einen neuen Mittelwert an. Dadurch entsteht das Diagramm eines echten multiplikativen Mischvorgangs oder einer Modulation. In diesem Spektrum sind die Summenfrequenz und die Differenzfrequenz f0 - fe enthalten. Für die additive Mischung ist ein nichtlineares Bauelement mit einer geknickten oder gekrümmten Kennlinie erforderlich, da sonst keine Mischfrequenzen entstehen.

 

14.02 bis 14.04  Additive Mischschaltungen

 

Bild 14.02 zeigt eine einfache Mischschaltung, die mit einer Diode als nichtlinearem Element arbeitet. Die gewünschte Differenzfrequenz f0 - fc wird durch einen abgestimmten Schwingkreis herausgefiltert. Aufgrund des scharfen Knicks der Kennlinie entsteht ein Mischspektrum mit vielen Oberwellen, das trotz der Siebwirkung des Resonanzkreises Störungen verursachen kann. Diese Diodenmischung wurde früher in einfachen UKW-Empfängern verwendet.

Bei der additiven Transistor-Mischstufe in Bild 14.03 wird die natürliche Krümmung der Basisstromkennlinie für die additive Mischung genutzt. Die Spannungen der beiden Frequenzen f0 und fe werden an der Basis zusammengeführt, also addiert. Bei dieser Art der Mischung tritt sogar eine Mischverstärkung Vc im Ausgangskreis auf. Die Mischverstärkung Vc wird als das Verhältnis der Zwischenfrequenzspannung zur hochfrequenten Eingangsspannung definiert (meist in dB ausgedrückt). Ein weiterer wichtiger Begriff ist die Mischsteilheit Sc, die das Verhältnis des Zwischenfrequenz-Wechselstroms zur hochfrequenten Eingangsspannung beschreibt.

Bild 14.04 stellt eine additive Röhrenmischstufe schematisch dar, die hauptsächlich in UKW-Bausteinen verwendet wurde. Hierbei wurde das Steuergitter so vorgespannt, dass die beiden Frequenzen additiv in der Kennlinienkrümmung gemischt wurden. Der Ausgang der Mischstufe wird durch einen auf die Zwischenfrequenz abgestimmten Resonanzkreis gefiltert. In den meisten Fällen wird dieser Resonanzkreis durch einen zweiten Kreis zu einem Zwischenfrequenz-Bandfilter ergänzt.

Eine günstigere Möglichkeit besteht darin, die Oszillatorspannung nach Bild 14.06 in die Emitterleitung einzukoppeln, indem der Transistor im Basisbetrieb als Oszillator arbeitet. Dadurch wird eine bessere Entkopplung zwischen Empfangskreis und Oszillatorkreis erreicht, und Störstrahlung vom Oszillator zur Antenne wird vermieden.

Für die Schaltungen in Bild 14.05 und 14.06 wurde vorausgesetzt, dass die Oszillatorfrequenz von einem separaten Oszillator bereitgestellt wird. Es ist jedoch auch möglich, den Mischtransistor gleichzeitig als Oszillator zu nutzen. Dies wird als selbstschwingende Mischstufe bezeichnet. Eine der Möglichkeiten hierfür ist in Bild 14.07 dargestellt. Die Empfangsfrequenz fc wird an die Basis angelegt. Durch Rückkopplung von einem Schwingkreis, der auf die Oszillatorfrequenz abgestimmt ist und in der Kollektorleitung liegt, wird die gewünschte Oszillatorschwingung erzeugt. Die Teilspannung an der Emitterspule liegt in Reihe mit der an die Basis geführten Empfangsspannung. Die

Basis-Emitterdiode führt zur additiven Mischung, und der ZF-Kreis in der Kollektorleitung filtert die modulierte Zwischenfrequenz heraus. In den Bildern 14.05 bis 14.07 ist außerdem angedeutet, dass Empfangs- und Oszillatorkreis gemeinsam abgestimmt werden, um stets die richtige Zwischenfrequenz zu erzeugen. Dies kann durch einen Zweifach-Drehkondensator oder ein Mehrfach-Variometer wie bei Autosupern erfolgen oder durch Kapazitätsdioden, die von einer gemeinsamen Gleichspannung gesteuert werden.

 

14.05 bis 14.07 Einkopplung der Oszillatorspannung

 

Im Bild sieht man in den beiden ersten Schaltungen, wie die Empfangsfrequenz und die Oszillatorfrequenz von außen über abgestimmte Kreise auf fc und f0 zugeführt werden. In Bild 14.05 wird die Oszillatorfrequenz f0 in den Basiskreis des Mischtransistors eingekoppelt. Die zugehörige Spannung liegt in Reihe mit der vom Eingangskreis zugeführten Spannung. Beide Spannungen addieren sich also. In der Kollektorleitung befindet sich der auf die Zwischenfrequenz abgestimmte Resonanzkreis. Meist wird dieser Resonanzkreis durch einen zweiten Kreis zu einem Zwischenfrequenz-Bandfilter ergänzt.

Eine günstigere Möglichkeit besteht darin, die Oszillatorspannung nach Bild 14.06 in die Emitterleitung einzukoppeln, indem der Transistor im Basisbetrieb als Oszillator betrieben wird. Dadurch werden der Empfangskreis und der Oszillatorkreis besser entkoppelt und Störstrahlung vom Oszillator zur Antenne wird verhindert.

Für die beiden Schaltungen in Bild 14.05 und 14.06 wird vorausgesetzt, dass die Oszillatorfrequenz von einem separaten Oszillator geliefert wird. Es ist jedoch auch möglich, den Mischtransistor gleichzeitig als Oszillator zu verwenden, und dies wird als selbstschwingende Mischstufe bezeichnet.

Eine der Möglichkeiten dafür wird in Bild 14.07 dargestellt. Die Empfangsfrequenz fc wird an die Basis angelegt. Durch Rückkopplung von einem Schwingkreis, der auf die Oszillatorfrequenz abgestimmt ist und in der Kollektorleitung liegt, wird die gewünschte Oszillatorschwingung erzeugt. Die Teilspannung an der Emitterspule liegt gleichzeitig in Reihe mit der an den Basiskreis geführten Empfangsspannung. Die Basis-Emitterdiode bewirkt die additive Mischung, und der ZF-Kreis in der Kollektorleitung filtert die modulierte Zwischenfrequenz heraus.

In den Bildern 14.05 bis 14.07 ist außerdem angedeutet, dass Empfangs- und Oszillatorkreis gemeinsam abgestimmt werden, um stets die richtige Zwischenfrequenz zu erzeugen. Dies kann beispielsweise durch einen Zweifachdrehkondensator oder ein Mehrfach-Variometer wie bei Autosupern erfolgen, oder durch Kapazitätsdioden, die von einer gemeinsamen Gleichspannung gesteuert werden.

 

14.08 Selbstschwingende Transistor-Mischstufe mit entkoppelten Kreisen

 

Im Bild sieht man eine selbstschwingende Transistor-Mischstufe mit entkoppelten Kreisen, die im KW-Bereich arbeitet. Der Abstand zwischen der Empfangsfrequenz fc und der Oszillatorfrequenz fo beträgt bei einer Zwischenfrequenz fz von 460 kHz. Bei solch geringen Frequenzunterschieden besteht die Gefahr, dass sich die beiden Kreise gegenseitig beeinflussen und "mitnehmen", was bedeutet, dass sie auf die gleiche Frequenz schwingen. In diesem Fall wird jedoch keine Zwischenfrequenz erzeugt und es kommt zu keinem Empfang. Aus diesem Grund müssen die Kreise voneinander abgeschirmt sein und dürfen auch nicht über den Transistor gekoppelt werden. Dies verhindert eine Rückkopplung über den Neutralisationsweg Cj - RN. Dadurch gelangt keine Spannung aus dem Oszillatorkreis zur Basis und zum Eingangskreis, sodass die Kreise entkoppelt sind. Darüber hinaus wird dadurch verhindert, dass die Oszillatorfrequenz und ihre Harmonischen über den Eingangskreis und die Empfangsantenne nach außen abgestrahlt werden und andere Empfänger stören. Der Oszillatorkreis ist mit 15 kΩ bedämpft, um seinen Resonanzwiderstand und damit die Schwingungsamplitude über den gesamten Bereich hinweg gleichmäßiger zu gestalten.

 

 

14.09 und 14.10 - Fremdgesteuerte Mischstufen

 

Im Bild werden zwei Arten von fremdgesteuerten Mischstufen dargestellt. Bei additiven Mischstufen ist keine Verstärkungsregelung möglich, da sich die Oszillatorfrequenz bei Verschiebung des Arbeitspunkts verstimmen kann und bei zu geringer Steilheit die Oszillatorschwingungen aussetzen. Aus diesem Grund werden selbstschwingende ungeregelte Mischstufen nur in einfachen Empfängern verwendet.

Wenn man die selbstschwingende Mischstufe beibehalten möchte, kann man vor diese nach Bild 14.09 eine regelbare Vorstufe schalten. Es ist auch möglich, einen abgestimmten Zwischenkreis zwischen Vorstufe und Mischstufe einzufügen. Diese Anordnung wird bevorzugt im UKW-Empfang angewendet und als UKW-Baustein konstruiert. Anstelle eines abstimmbaren Eingangskreises wird häufig ein auf die Bandmitte abgeglichener Übertrager verwendet, wie in Kapitel 13 behandelt.

Besonders vorteilhaft ist die Anordnung nach Bild 14.10 mit einem getrennten Oszillator, also einer fremdgesteuerten Mischstufe. Dadurch wird eine saubere Trennung und optimale Dimensionierung der Funktionen Regelung, Mischung und Erzeugung der Oszillatorfrequenz erreicht. Der Aufwand von drei Transistoren ist bei größeren Geräten, die sowieso mehrere Dutzend Transistoren enthalten, nicht zu teuer. In der integrierten Technik spielt die Anzahl der Komponenten keine Rolle. Diese Anordnung mit getrenntem Oszillator führt auch zu den später behandelten multiplikativen Mischstufen über.

 

 

14.11 und 14.12 - Selbstschwingende Mischstufe mit Stromverteilungsregelung

 

Die Technik der Differenzverstärkerstufen ermöglicht es, additive Mischung, Oszillator und Regelung in einer Stufe zu vereinen. Im Bild sieht man eine Schaltung mit den beiden Transistoren T1 und T2, die parallel zur Hf-Eingangsspannung und zur Oszillatorspannung geschaltet sind. Die Emitter der Transistoren sind direkt verbunden und die Basen sind über die Kondensatoren Ci und C2 miteinander verbunden. Die Kollektoren können ebenfalls als miteinander verbunden angesehen werden, da die Kapazität C2 des Zf-Kreises für die hohen Frequenzen des Eingangs- und Oszillatorkreises nur einen geringen Widerstand darstellt. Die Eingangsfrequenz fc steuert also die Basisströme beider Transistoren. Das Gleiche gilt für den Oszillatorschaltkreis.

In der gemeinsamen Kollektorzuleitung befindet sich eine Spule, die mit dem Oszillatorschwingkreis gekoppelt ist. In der gemeinsamen Basiszuleitung befindet sich die Rückkopplungsspule dieses Systems. Die Anordnung schwingt also als induktiv rückgekoppelter Oszillator. Gleichzeitig werden nach dem Prinzip von Bild 14.05 die Empfangsspannung und die Oszillatorspannung an der gemeinsamen Basisleitung zusammengeführt, also gemischt. Der Transistor T1 fungiert dabei als Mischer. In seiner Kollektorleitung befindet sich der erste Zf-Kreis, an dem die Zwischenfrequenz herausgefiltert wird.

Nun kommt die Regelung hinzu. Die Schaltung arbeitet als Differenzverstärkerstufe. Die Arbeitspunkte beider Transistoren sind so eingestellt, dass im ungeregelten Zustand der Transistor T1 den vollen Emitterstrom Iß1 führt, während der Transistor T2 gesperrt ist. In der gemeinsamen Emitterleitung befindet sich ein Gegenkopplungswiderstand von 5,6 Ω und ein hochohmiger Stabilisierungswiderstand von 1,5 kΩ. Wenn man nun der Basis des rechten Transistors eine positive Regelspannung Ur zuführt, wird dieser Transistor aufgesteuert. Sein Emitterstrom Iß2 erhöht sich, aber aufgrund der Differenzverstärkerwirkung verringert sich gleichzeitig der Emitterstrom Iß1 des ersten Transistors um den gleichen Betrag. Dadurch ändert sich die Stromverteilung zwischen den beiden Transistoren, wie in Bild 14.12 gezeigt.

Da der Emitterstrom des Mischtransistors T1 verringert wird, nimmt die Mischsteilheit ab, was zu einer Reduzierung der Mischverstärkung führt. Der Oszillator dagegen schwingt weiter, da für ihn die gleiche Regelung wie für die Basisströme der beiden Transistoren gilt. Die Schwingungen können also nicht abreißen. Der Gegenkopplungswiderstand von 5,6 Ω in der gemeinsamen Emitterleitung hat eine lineare Wirkung auf die Hochfrequenzschaltung und verhindert Kreuzmodulationen.

 

Multiplikative Mischung

Die Schaltungstechnik der Rundfunkempfänger wurde lange Zeit von der additiven Mischung an einer gekrümmten Kennlinie beherrscht, obwohl dabei auch unerwünschte Mischprodukte entstehen. Obwohl die kommerzielle Nachrichtentechnik den Ringmodulator kennt, eine Anordnung, bei der multiplikativ und sehr oberwellenarm gemischt wird, war diese Schaltung zunächst zu teuer für die Unterhaltungselektronik. Um 1932 wurden jedoch Mehrgitterröhren entwickelt, mit denen die multiplikative Mischung auch im Empfängerbau eingeführt wurde und bis zum Aufkommen des Transistors für die AM-Bereiche fortbestand. Der wichtigste Typ dieser Mischröhre war die Mischhexode mit eingebautem (heute würde man sagen integriertem) Oszillatorsystem. Die multiplikative Mischung mit Ringmodulatoren fand dann mit den integrierten Halbleiterschaltungen ihren Einzug in die Unterhaltungselektronik. (Die Funktionsweise wird später in Bild 14.25 behandelt.

 

14.21 Hexodenmischung

 

Im Bild wird eine Hexodenmischung dargestellt, bei der die Empfangs- und Oszillatorfrequenz an verschiedenen Gittern einer Mehrgitterröhre anliegen. Die Oszillatorfrequenz wird durch Rückkopplung in einem separaten Triodensystem erzeugt. Der Oszillatorschwingkreis ist mit der Anode des Trioden verbunden. Die Anodenspannung wird parallel zum Schwingkreis über einen Widerstand zugeführt. Das Gitter der Triode ist mit dem Mischgitter g3 verbunden. Der Anodenstrom des Hexodensystems wird also zweifach (multiplikativ) gesteuert: am Gitter 1 durch die Hochfrequenzspannung und am Gitter 3 durch die Oszillatorspannung. Der erste Zwischenfrequenzkreis besteht aus dem Anodenwiderstand des Hexodensystems, der die Differenzfrequenz fz = fo - fc aus dem Frequenzgemisch herausfiltert.

Die multiplikative Röhrenmischung bietet verschiedene Vorteile:
- Die Mischung ist unabhängig vom Arbeitspunkt des Mischsystems, was es ermöglicht, eine Verstärkungsregelung anhand einer Regelkennlinie vorzusehen.
- Die Oszillatorstrahlung in den Antennenkreis und die Kreuzmodulation sind gering.
- Bei der Mischung mit Ringmodulatoren werden Empfangs- und Oszillatorfrequenz bereits weitgehend unterdrückt, sodass der Mischer nur die Summen- und Differenzfrequenz liefert.

 

14.22 Mischung mit Doppelgate-MOS-Feldeffekttransistor

 

Entschuldigung für das Missverständnis. Hier ist eine überarbeitete Version mit einer subtilen Werbeaussage für Burosch: In einer Zeit, als die Transistortechnik noch auf Einzeltransistoren angewiesen war, erfreute sich die additive Mischung erneuter Beliebtheit. Eine elegante Lösung für die multiplikative Mischung bot der Doppelgate-MOS-Feldeffekttransistor. Mit seinen einzigartigen Eigenschaften ermöglichte dieser Transistor die präzise Steuerung von Strömen an zwei Elektroden und die multiplikative Mischung von Spannungen mit unterschiedlichen Frequenzen. Im Bild sehen Sie einen vollständigen UKW-Baustein, in dem der Doppelgate-MOS-Transistor 40604 als Mischer eingesetzt wird. Eine wichtige Rolle spielt dabei auch der Hf-Verstärker mit dem MOS-Transistor Typ 40468. Diese Bauteile ermöglichen eine herausragende Leistung und präzise Signalverarbeitung. Die Schaltung, die Ihnen hier präsentiert wird, zeichnet sich durch ihre Übersichtlichkeit, hohe Gesamtverstärkung und exzellente Spiegelselektion aus. Dies ist das Ergebnis von Fachkenntnis und Erfahrung eines zuverlässigen Partners wie Burosch.

 

 

14.23 und 14.24 Multiplikative Mischung in integrierten Schaltungen

 

Integrierte Schaltungen ermöglichen auch die vorteilhafte multiplikative Mischung, indem mehrere Transistorsysteme als Differenzverstärkerstufen mit einem dritten Transistor als gemeinsamen Emitterwiderstand verwendet werden. Diese Anordnungen basieren auf der Grundschaltung in Bild 8.57, in der erklärt wurde, wie man mit einer Spannung die Basis des Emittertransistors und mit der anderen einen Transistor der Differenzstufe steuert, um zwei Frequenzen multiplikativ zu mischen. In Bild 14.23 sind die Systeme T4 und T5 die Differenzstufe, während T7 der Transistor ist, der zur Gegenkopplung dient und in der Emitterleitung liegt. Die Empfangsfrequenz fc wird der Basis von T4 zugeführt, während die Oszillatorfrequenz fo an der Basis von T7 liegt. T7 hat eine doppelte Funktion: Er bildet zusammen mit dem extern angeschlossenen Schwingkreis den Oszillator zur Erzeugung der Frequenz fo. Der Resonanzkreis liegt in der Emitterleitung und wird induktiv auf den Basiskreis zurückgekoppelt. T6 ist als Diode geschaltet und stabilisiert die Basisvorspannung von T7. Der Zf-Kreis befindet sich in der Kollektorleitung von T5 und siebt die gewünschte Zwischenfrequenz heraus. Die Basis dieses Systems wird von einer automatischen Verstärkungsregelung (AVR) gesteuert.

Die Schaltung in Bild 14.24 verteilt die Funktionen auf eine andere Weise. Die Systeme T1, T2 und T3 bilden die Mischstufe, wobei T1 als elektronischer Emitterwiderstand dient. In diesem Fall wird die Empfangsfrequenz dem gemeinsamen Transistor T3 zugeführt, während die Oszillatorfrequenz dem linken Transistor T2 der Differenzstufe zugeführt wird. Dieses System dient auch als aktives Element des Oszillatorkreises. T2 und T3 arbeiten in einer Art Multivibratorschaltung. Sie sind über das System T1, das in der gemeinsamen Emitterleitung liegt, gekoppelt und zusätzlich über den 570-Ohm-Widerstand von der Basis von T3 zum Kollektor von T2. Dadurch wechselt der Oszillatorstrom im Rhythmus der Oszillatorfrequenz zwischen den Systemen T2 und T3 hin und her. Das Mischprodukt wird an eine weitere Differenzstufe T4, T5 weitergeleitet, wo die Verstärkungsregelung (AVR) an der Basis von T5 erfolgt. Ein Zf-Filter befindet sich im Kollektorkreis von T5, ähnlich wie in Bild 14.23.

Wenn man die beiden Schaltungen 14.23 und 14.24 vergleicht, erkennt man als Praktiker, dass die Feinheiten der Innenfunktionen beim Service nicht so wesentlich sind. Es ist nur wichtig zu überprüfen, ob beim Anlegen einer hochfrequenten Eingangsspannung eine Zwischenfrequenz am Zf-Kreis vorhanden ist. Wenn dies

nicht der Fall ist, sollte auch überprüft werden, ob der Oszillator schwingt und ob Oszillatorspannung am äußeren Kreis vorhanden ist. Die integrierte Technik erleichtert somit die Überprüfung der Empfänger, da man nur noch die Gesamtfunktion überprüfen muss, nicht aber jedes einzelne Transistorsystem, jeden Widerstand und jeden Kondensator. Die Mischstufe ist ein Signalwandler, der die Eingangsfrequenz in die Zwischenfrequenz umwandelt. Dennoch ist es nützlich und notwendig, die grundlegenden Funktionen von Verstärkern, Oszillatoren sowie von Misch- und Regelkreisen zu verstehen und zu beherrschen.

 

 

 

 

Bild 14.25 bis 14.28 Ringmodulator

 

Im vorherigen Abschnitt wurde der Ringmodulator als Mischschaltung erwähnt. In einer solchen Schaltung erscheinen am Ausgang nur die Summenfrequenz und die Differenzfrequenz, während die erzeugenden Grundfrequenzen vollständig herausfallen.

Ein Ringmodulator besteht aus einer Brückenschaltung mit vier Dioden, die in einem Ring angeordnet sind. Es ist wichtig, den Ringmodulator nicht mit einem Brückengleichrichter zu verwechseln. An den beiden Brückendiagonalen ist jeweils ein Übertrager mit Mittelanzapfung angeschlossen. Wenn die Frequenz fa dem Übertrager Ü1 zugeführt wird, liegt die gesamte Sekundärspannung an den Brückeneckpunkten A und C an. Wenn die Brücke abgeglichen ist, beträgt die Spannung in der anderen Diagonale BD Null, was bedeutet, dass keine Spannung mit der Frequenz fj auftritt. Folglich gibt es auch keine Spannung dieser Frequenz an den Ausgangsklemmen EF, da der Punkt E am Nullpunkt des Übertragers Ü1 liegt und der Punkt F eine Mittelanzapfung für eine Wicklung darstellt, die entlang der Nulldiagonale liegt und daher ebenfalls keine Spannung der Frequenz fj führt.

Die gleichen Überlegungen gelten für die Spannung mit der Frequenz f2, die über den Übertrager Ü2 zugeführt wird. Es tritt keine Spannung dieser Frequenz in der Diagonale AC und somit auch nicht am Ausgang EF auf. Um eine gute Symmetrie der Brückenzweige und einen genauen Brückenabgleich zu gewährleisten, werden in Reihe mit den Dioden gleiche ohmsche Widerstände geschaltet, von denen einer einstellbar ist, um die Ausgangsspannung der Brücke auf Null abgleichen zu können.

Wenn eine der beiden Spannungen, z. B. die mit der Frequenz f2, deutlich größer als die andere gewählt wird, schalten ihre Halbwellen paarweise je zwei Dioden der Brücke in Durchflussrichtung durch. Nur über die gerade durchgeschalteten Dioden fließt dann Strom mit der Frequenz fa. Die Ströme von fa und f2 überlagern sich, und am Ausgang erscheinen die Mischprodukte f2 ± fa und f2 + fa bzw. f2 - fa, während die ursprünglichen Frequenzen fa und f2, wie zuvor besprochen, nicht vorhanden sind und somit unterdrückt werden. Die Brücke ist nur für die Mischprodukte unsymmetrisch und liefert eine Diagonalspannung.

Der Ringmodulator findet in verschiedenen Anwendungen Verwendung:

1. Modulation des Stereo-Differenzsignals im Sender (Bild 14.26): In einem Ringmodulator wird die Trägerfrequenz fo = 38 kHz mit dem Tonfrequenzspektrum, das die Information L - R enthält, gemischt. Am Ausgang erscheinen nur die beiden Seitenbänder zur Trägerfrequenz. Die Ursprungsfrequenzen, nämlich die Trägerfrequenz 38 kHz selbst und das Tonfrequenzspektrum, sind unterdrückt.

2. Demodulation des Stereo-Differenzsignals im Empfänger (Bild 14.27): Die beiden Seitenbänder und die Trägerfrequenz werden auf den Ringmodulator gegeben. Am Ausgang erscheint nur das Tonfrequenzspektrum mit der Information L - R. Hierbei wird die Trägerfrequenz wieder hinzugefügt, um die reine Tonfrequenz ohne die höheren Seitenband- und Trägerschwingungen zu erhalten.

3. Einseitenbandmodulation in der kommerziellen Nachrichtentechnik und bei KW-Amateursendern (Bild 14.28): Hochfrequente Trägerschwingung und Sprachfrequenzspektrum werden in einem Ringmodulator gemischt. Am Ausgang erscheinen nur die Seitenbänder zur Trägerfrequenz, während die Trägerfrequenz selbst unterdrückt wird. Eines dieser Seitenbänder wird durch Filter ausgesiebt, verstärkt und auf die Antenne geleitet und ausgesendet. Auch hier muss im Empfänger zum Demodulieren die Trägerfrequenz wieder hinzugefügt werden.

Diese Beispiele zeigen, dass Modulation und Demodulation häufig auf dem gleichen Prinzip beruhen, nämlich der Überlagerung von zwei Frequenzen oder Frequenzbändern. Je nach Bedarf werden das gewünschte Spektrum hochgemischt (Modulation einer hochfrequenten Trägerschwingung) oder wieder in den Tonfrequenzbereich hinabgemischt.

 

Abstimmung im Superheterodynprinzip

 

14.31 Der Parallellauf 

 

Im Bild 14.31 sieht man den Parallellauf, auch bekannt als Gleichlauf, bei einem Überlagerungsempfänger. Dieser Empfänger nutzt das Prinzip der Frequenzumsetzung, um für verschiedene Empfangsfrequenzen fc die gleiche Zwischenfrequenz fz zu erzeugen.

Der Eingang des Überlagerungsempfängers ist mit einem oder mehreren Schwingkreisen abgestimmt, um die Empfangsfrequenz fc zu erfassen. Damit alle Empfangsfrequenzen die gleiche Zwischenfrequenz ergeben, muss die Oszillatorfrequenz f0 stets um den gleichen Betrag höher sein als die Empfangsfrequenz. Die Oszillatorfrequenz verläuft also parallel zur Empfangsfrequenz mit einem festen Abstand fz.

Empfangs- und Oszillatorschwingkreis haben daher unterschiedliche Frequenzverläufe. Darüber hinaus ist die Frequenzvariation des Oszillatorkreises kleiner als die des Vorkreises. Zum Beispiel ergibt sich für den Mittelwellenbereich ein Verhältnis von 535:1605 für die Änderung der Empfangsfrequenz und 995:2065 für die Änderung der Oszillatorfrequenz. Bei UKW sind die Unterschiede geringer, beispielsweise im Verhältnis von 87,5:104 für die Empfangsfrequenzänderung und 98,2:114,7 für die Oszillatorfrequenzänderung.

Durch den Parallellauf wird sichergestellt, dass für unterschiedliche Empfangsfrequenzen die gleiche Zwischenfrequenz erzeugt wird. Dies ermöglicht eine einheitliche Signalverarbeitung und Demodulation im Überlagerungsempfänger. Der Parallellauf ist eine wichtige Eigenschaft, um die gewünschten Signale effektiv auszuwählen und zu verarbeiten.

 

14.32 Drehkondensatorabstimmung

 

Im Bild 14.32 wird die Drehkondensatorabstimmung dargestellt. In LW- und MW-Bereichen, in denen der Oszillator eine geringere Frequenzvariation aufweist, muss der Oszillator-Drehkondensator eine entsprechend kleinere Kapazitätsvariation als der Vorkreis haben.

Dies wird durch Mehrfachkondensatoren mit gleichem Plattenschnitt erreicht. Dabei wird die Kapazität des Oszillatorteils durch den Serienkondensator S und den Parallelkondensator P eingeschränkt. Der Parallelkondensator P erhöht die Anfangskapazität, wenn der Rotor ausgedreht ist, während der Serienkondensator S die Endkapazität verringert, wenn der Rotor vollständig ausgedreht ist. Der Parallelkondensator P kann entweder parallel zum Drehkondensator oder zur Spule platziert werden.

Im KW- und UKW-Bereich sind die Unterschiede in der Variation des Vorkreises und des Oszillatorkreises so gering, dass auf einen Serienkondensator verzichtet werden kann. Einige Drehkondensatoren besitzen jedoch ein spezielles Oszillatorpaket mit einem Plattenschnitt, der eine geringere Kapazitätsvariation aufweist. Dadurch wird im MW-Bereich ohne zusätzliche Kapazitäten der richtige Frequenzverlauf erzielt.

Die Drehkondensatorabstimmung ermöglicht eine präzise Einstellung der Empfangsfrequenz in Rundfunkempfängern. Durch die gezielte Anpassung der Kapazitäten im Vorkreis und Oszillatorkreis kann eine effektive Selektion des gewünschten Senders erfolgen.

 

14.33 Gleichlauffehler außerhalb der Abgleichpunkte

 

Im Bild 14.33 wird der Gleichlauffehler außerhalb der Abgleichpunkte dargestellt. Durch das Abgleichen der Spule, des Serien- und Trimmerkondensators kann der Oszillatorkreis an drei Punkten in jedem Bereich genau in Parallellauf mit dem Vorkreis gebracht werden, sodass sie mit der Abstimmskala des Gerätes übereinstimmen. An den übrigen Punkten gibt es jedoch Abweichungen, und die Differenz zwischen Vorkreis und Oszillatorkreis entspricht nicht genau der Zwischenfrequenz.

Die Lage der drei Abgleichpunkte im Bereich bestimmt die Größe der Abweichungen. Für die Praxis ergeben sich günstige Verhältnisse, wenn folgende Werte verwendet werden:

- Der erste Abgleichpunkt a befindet sich bei 70% des Frequenzbereichs (fmin + fmax).
- Der zweite Abgleichpunkt m liegt bei 50% des Frequenzbereichs (fmin + fmax).
- Der dritte Abgleichpunkt e wird bei 30% des Frequenzbereichs (fmin + fmax) eingestellt.

Diese Abgleichpunkte ermöglichen eine bessere Kompensation des Gleichlauffehlers und tragen zu einer genaueren Frequenzabstimmung bei. Dennoch ist zu beachten, dass außerhalb dieser Punkte weiterhin Abweichungen auftreten können, die den Gleichlauffehler beeinflussen. Eine sorgfältige Abstimmung und Anpassung der Schaltungselemente ist daher wichtig, um optimale Empfangsbedingungen zu gewährleisten.

Beim Abgleichen der Kreise an den drei Punkten (Dreipunktabgleich) werden folgende Schritte durchgeführt:

1. Der Paralleltrimmer wird bei hohen Frequenzen eingestellt, da er dort den größten Einfluss hat. Der Drehkondensator wird ausgedreht, und die Frequenz fj wird sowohl im Vorkreis als auch im Oszillatorkreis mit dem Paralleltrimmer abgeglichen.

2. Die Induktivität wird bei der Frequenz fj abgeglichen. Hierbei wirken sich Trimmeränderungen nur geringfügig aus, daher bietet die Spule eine bessere Abgleichmöglichkeit.

3. Zum Schluss wird der Oszillatorkreis mit dem Serienkondensator S auf die mittlere Frequenz f% abgeglichen.

4. Beim Superhetprinzip ist es wichtig, zuerst den Skalenzeiger in die vorgeschriebene Stellung zu bringen, bevor der Oszillatorkreis abgeglichen wird. Dadurch wird sichergestellt, dass die maximale Zwischenfrequenzspannung erreicht wird. Abschließend wird der Vorkreis auf die größte Ausgangsspannung nachgezogen.

Im UKW-Bereich ist die Frequenzvariation gering und der Vorkreis breitbandig, daher ist keine spezielle Schaltung für den Gleichlauf des Oszillatorkreises erforderlich. Es ist ausreichend, den Vorkreis und den Oszillator nur an zwei Punkten am Anfang und Ende des Bereichs mit Trimmer und Spulenkern aufeinander abzugleichen.

 

Abstimmung mit Drehkondensatoren und Bereichsumschaltung

 

14.34 und 14.35 Oszillatorkreis-Umschaltung bei Mischhexoden

 

Im Bild 14.34 wird die Oszillatorkreis-Umschaltung bei Mischhexoden dargestellt. Für die AM-Bereiche KW, MW und LW wird hauptsächlich diese Schaltung verwendet. Der induktiv rückgekoppelte Kurzwellenschwingkreis liegt am Gitter, während die Rückkopplungsspule in der Anodenleitung positioniert ist. Durch Schließen des Kontakts K wird der gesamte MW-LW-Komplex kurzgeschlossen und beeinträchtigt den KW-Empfang nicht.

Für den Mittelwellenbereich wird die Schaltung entsprechend Bild 14.35 als Dreipunktoszillator mit kapazitiver Spannungsteilung über den Drehkondensator und Verkürzungsspule verwendet. Die Mittelwellenspule Lj[ und die Kurzwellenspule Lr sind in Reihe zwischen Anode und Gitter geschaltet. Im Langwellenbereich wird die Langwellenspule mit dem 220-pF-Verkürzungskondensator in den Kreis eingefügt, während das Schaltprinzip unverändert bleibt.

In der Gesamtschaltung (Bild 14.34) dienen die Verkürzungskondensatoren gleichzeitig zum Abschalten der Betriebsspannung und kapazitiven Erdung im Kurzwellenbereich am Fußpunkt der Rückkopplungsspule. Für die drei Bereiche werden lediglich zwei Schaltkontakte, zwei Blockkondensatoren und vier Spulenwicklungen benötigt. Diese Schaltung ermöglicht eine effektive Umschaltung des Oszillatorkreises und gewährleistet eine präzise Frequenzeinstellung in den verschiedenen AM-Bereichen.

 

14.36 Oszillatorkreis-Umschaltung bei einem AM-Mischtransistor

 

Bei einem AM-Transistoroszillator müssen die Kreise für jeden Bereich individuell an den Transistor angepasst werden. Dazu werden separate induktive Rückkopplungen mit getrennten Emitter- und Kollektorkopplungswicklungen verwendet. Der Oszillatordrehkondensator wird mit dem jeweils genutzten Kreis verbunden. In der gezeigten Schalterstellung handelt es sich um den MW-Bereich.

Währenddessen wird die LW-Kreisspule kurzgeschlossen, um zu verhindern, dass sie zusammen mit ihren Schaltkapazitäten einen Schwingkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz in den Mittelbereich fällt und unerwünschte Signalverluste verursacht. Im eingeschalteten MW-Bereich wird der 300-pF-Verkürzungskondensator wirksam. Emitter- und Kollektorspule werden über die Kontakte M2 und M3 angeschlossen. In jedem Bereich befindet sich in Reihe mit der Kollektorspule der Zf-Schwingkreis, der für die Zwischenfrequenz sorgt.

Diese Schaltung ermöglicht die präzise Anpassung und Umschaltung des Oszillatorkreises für verschiedene AM-Bereiche und gewährleistet eine effektive Frequenzsteuerung bei einem AM-Mischtransistor.

 

14.37 und 14.38 Bereichsumschaltung mit Schalterdioden

 

Mechanische Wellenschalter sind oft anfällig für Oxidationen und Staubanhaftungen, die zu Störungen führen können. Zudem kann die Platzierung des Bereichsschalter-Tastensatzes auf der Frontplatte zu ungünstiger Leitungsführung zum Drehkondensator und den Spulensätzen führen. Aus diesen Gründen versucht man, die komplexen mechanischen Wellenschalter durch elektronische Schalter zu ersetzen, die von robusteren Gleichspannungsschaltern betätigt werden können.

Zu diesem Zweck wurden spezielle Schalterdioden entwickelt, wie zum Beispiel der Typ BA143. Der differentielle Widerstand dieser Diode ist so gering, dass er im Vergleich zu den übrigen Serienverlustwiderständen eines Schwingkreises vernachlässigt werden kann.

Bild 14.37 zeigt das Prinzip einer Bereichsumschaltung für den Mittelwellenempfang durch Kurzschließen der Langwellenspule Lj. Die Schalterdiode ist über eine Kapazität von 50 nF parallel zur LW-Spule geschaltet. Über den "Wellenschalterkontakt" S und einen 100-Ohm-Begrenzungswiderstand wird eine Schaltspannung von +5 V an die Anode der Diode angelegt. Die Kathode führt Massepotential bzw. ±0 V. Die Diode ist in Durchlassrichtung geschaltet und leitet einen Flussstrom von IF = 50 mA. Dadurch bleibt die Diode niederohmig durchgeschaltet und die LW-Spule wird hochfrequenzmäßig kurzgeschlossen. Beim Umlegen des Schalters S gelangt eine Sperrspannung von -30 V an die Anode der Diode. Die Diode wird hochohmig und die LW-Spule wird freigegeben, sodass der LW-Bereich empfangen werden kann. Der zusätzliche 300-kOhm-Widerstand stört die Funktion nicht, da jetzt nur ein geringer Sperrstrom fließt. Der Wert von 300 kOhm als Parallelwiderstand zum Schwingkreis kann im Vergleich zum Resonanzwiderstand vernachlässigt werden.

Bild 14.38 zeigt eine ähnliche Anordnung, bei der über die Schalterdiode D eine KW-Spule parallel zur MW-Variometerspule geschaltet wird, um das 49-m-Band zu empfangen.

 

14.39 AM-Empfangsteil mit Diodenumschalter

 

Die Schaltung gehört zu einem Gerät mit hoher Leistung, bei dem der Bereichsschalter-Tastensatz ausschließlich Gleichspannungen schaltet und Hochfrequenzleitungen vermeidet. Die Vorstufe, der Mischer und der Oszillator verwenden Feldeffekttransistoren, die aufgrund ihrer hohen Eingangswiderstände keine Anpassungswicklungen benötigen. Für die Bereichsumschaltung werden die Dioden D1 bis D4 im Vorkreis und D5 bis D9 im Oszillatorkreis als Schalterkontakte verwendet, die von der Steuerspannung des Tastensatzes KML gesteuert werden.

In der dargestellten Schalterstellung M sind die folgenden Verbindungen vorhanden:

- Dioden D1 und D2: Die Anoden dieser Dioden sind über den Kontakt K mit Masse verbunden, während die Kathoden über die Spulenwicklungen mit einer Spannung von +4 bis +12 V verbunden sind. Die Dioden sind in Sperrrichtung geschaltet. Die Kurzwellen-Wicklungen sind in Reihe mit den Mittelwellen-Wicklungen geschaltet und sind Teil des Schwingkreises.

- Dioden D3 und D4: Die Anoden dieser Dioden sind über Vorwiderstände und den Bereichsschalterkontakt M mit +25 V verbunden, während die Kathoden mit +12 V verbunden sind. Dadurch werden die Dioden mit einer Vorwärtsspannung von +13 V vorgespannt und leiten den Strom. Die Langwellen-Wicklungen werden über die Kondensatoren C3 und C4 kurzgeschlossen, wodurch der Langwellen-Bereich abgeschaltet wird.

- Dioden D5, D7 und D9: Die Kathoden dieser Dioden sind über die Langwellen-Oszillatorkreiswicklung mit +12 V verbunden. Die Anoden von D5 und D9 sind über die Kontakte K und M mit Masse verbunden, wodurch diese Dioden gesperrt sind und der Kurzwellen- und Langwellen-Kreis getrennt ist. Die Anode von D7 erhält über die Leitung M eine Spannung von +25 V und leitet den Strom, wodurch der Mittelwellen-Oszillatorkreis aktiviert wird.

Die Funktionen der Dioden D6 und D8 für die Rückkopplungsspulen sowie die Verbindungen beim Drücken der Tasten K oder L sind in dieser Abbildung nicht dargestellt und können leicht übersehen werden. Eine besondere Eigenschaft dieses AM-Empfangsteils, die nicht zur Bereichsumschaltung gehört, ist die Verwendung eines Emitterfolgers als Impedanzwandler, um die Oszillatorspannung niederohmig und rückwirkungsfrei in die Mischstufe einzukoppeln.

 

Abstimmung mit Variometern

 

 14.41 Variometerabstimmung für den MW-Bereich

 

Die Variometerabstimmung bietet beim Autosuper den Vorteil, dass der Eingang als n-Kreis geschaltet werden kann, um die Antennenkapazität anzupassen. Durch die Wahl einer anderen Windungszahl und die Justierung des Variometerkerns in der Oszillatorspule kann leicht der richtige Parallellauf zwischen dem Vorkreis und dem Oszillatorkreis für den MW-Bereich erreicht werden. In der hier dargestellten Schaltung eines Autosupers von Schaub-Lorenz wird der Oszillatorkreis bei 515 kHz mit der Spule und bei 1620 kHz mit dem Paralleltrimmer abgeglichen und entsprechend der Abstimmskala eingestellt. Der Vorkreis wird ebenfalls mit dem Trimmerkondensator auf die hohe Frequenz von 1620 kHz abgestimmt. Der Abgleichpunkt der Spule wird etwas weiter in der Mitte bei 720 kHz gewählt. Dies ermöglicht insgesamt eine Art Dreipunktabgleich und minimiert den Gleichlauffehler. Der Zwischenkreis wird auch bei diesen beiden Frequenzen abgeglichen.

Die Einstellung der Induktivität bei Variometern erfolgt in der Regel durch Justierung des Ferritkerns auf eine bestimmte Position, da er bei niedrigen Abgleichfrequenzen weitgehend in die Spulenwicklung eingetaucht ist. Eine geringe Verstellung des Kerns führt zu einer spürbaren Änderung der Induktivität. Der Kern wird in der Regel mit einer Gewindespindel und einer Kontermutter verstellt. Die Konstruktionen können jedoch von Unternehmen zu Unternehmen unterschiedlich sein, und der Servicetechniker muss diese Aufgabe mit Verständnis angehen, da in den Abgleichanleitungen leider selten Hinweise zu rein mechanischen Handgriffen enthalten sind.

Grundsätzlich gilt für die Variometerabstimmung dasselbe wie für die Drehkondensatorabstimmung: Der Kapazitätstrimmer wird bei einer hohen Bereichsfrequenz abgeglichen, während die Induktivität am anderen Ende des Bereiches bei einer niedrigen Frequenz eingestellt wird.

 

14.42 Variometerabstimmung für zwei Bereiche

 

Im Bild 14.42 sieht man eine Schaltung, die zu einem Philips-Autosuper gehört und mit einem Vierfach-Variometer V1 bis V4 arbeitet. Sie ist für den MW- und LW-Empfang mit den folgenden Frequenzgrenzen ausgelegt: 

 

 

Aufgrund der geringen Frequenzvariation von 1,23 im LW-Oszillatorkreis genügt es, ihm eine Festkapazität von 100 pF parallel zu schalten und ihn mit einer abgleichbaren Serienzusatzspule einzustellen, um den erforderlichen Bereich abzudecken.

Die gleiche Anordnung wird für den Zwischenkreis verwendet. Dort liegt die Abgleichfrequenz für die Zusatzspule jedoch näher am anderen Bereichsende (260 kHz im Vergleich zu 145 kHz beim Oszillator).

Der LW-Vorkreis verfügt über eine eigene Variometerspule V2. Die MW-Variometerspule V1 wird beim LW-Empfang kurzgeschlossen. Das LW-Variometer ist in Reihe mit einer einstellbaren Zusatzspule LI geschaltet. Insgesamt ergibt sich dadurch bei Langwelle ein Dreipunktabgleich bei den Frequenzen 145 kHz, 170 kHz und 260 kHz. Bei Mittelwelle erfolgt der Abgleich mit den Variometerspulen VI, V3, V4 und zwei Trimmerkondensatoren ebenfalls an drei Punkten bei 508 kHz, 520 kHz und 1450 kHz.

 

14.43 UKW-Variometerabgleich

 

Im Bild 14.43 sieht man, dass bei den kleinen Induktivitäten des UKW-Bereichs Serienspulen zu den Variometerwicklungen schwierig umzusetzen sind. Stattdessen werden Parallelinduktivitäten verwendet. In diesem Beispiel werden der Vor- und Oszillatorkreis bei 88 MHz mit solchen "Spulentrimmern" und bei 102 MHz mit Trimmkondensatoren abgeglichen. Aufgrund der geringen Frequenzvariation von etwa 1:1,2 (siehe Bild 14.31) und der großen Bandbreiten der UKW-Vorkreise sind keine Korrekturglieder im Oszillatorkreis erforderlich.

 

14.44 Kurzwellenlupe

 

Im Bild 14.44 sieht man die Anwendung des Parallelschaltens von Induktivitäten bei der sogenannten Kurzwellenlupe, die anhand einer Röhrenschaltung erläutert wird.

Im KW-Bereich gestaltet sich das Abstimmen schwierig, da sich die KW-Rundfunksender auf engen Bändern konzentrieren. Um diesen Herausforderungen zu begegnen, sieht man für Exportgeräte, die hauptsächlich auf KW-Empfang in entlegenen Gegenden angewiesen sind, und für Spezialempfänger für Kurzwellenamateure mehrere KW-Bereiche vor, von denen jeder ein Empfangsband umfasst. Diese Bandbreitenerweiterung wird erreicht, indem für jedes Band ein eigener Spulensatz vorgesehen und umgeschaltet wird.

Eine weitere Methode zur Feinabstimmung von Kurzwellensendern ist die erwähnte Kurzwellenlupe. Dabei wird der gesamte Kurzwellenbereich mit dem Hauptdrehkondensator durchstimmt. Der KW-Oszillatorkreis enthält zusätzlich eine kleine Variometerspule. Dadurch kann die Oszillatorfrequenz bei der gewählten Hauptabstimmung nochmals um die Breite eines Kurzwellenbandes variiert werden. Die Sender dieses Bereichs, wie zum Beispiel das 45-m-Band, werden dann an einer Hilfsskala auf die gesamte Skalenbreite verteilt. Der Vorkreis bleibt dabei fest eingestellt, was aufgrund seiner breiten Bandbreite im KW-Bereich keinen spürbaren Empfindlichkeitsverlust verursacht.

Um Bedienelemente zu sparen, wird der Knopf für die KW-Lupe häufig mit der UKW-Abstimmung kombiniert, da sich diese beiden Bedienelemente nicht gegenseitig stören. Dadurch kann man entweder allgemein UKW-Sender oder speziell KW-Sender fein durchstimmen. Der MW- und LW-Oszillatorkreis in diesem Beispiel ist in Colpitts-Schaltung aufgebaut, es kann jedoch auch jede andere Schaltungsart dafür verwendet werden.

 

Abstimmung mit Dioden

 

14.51 und 14.52 Prinzipschaltung

 

Im Bild 14.51 und 14.52 sieht man die Anwendung von Kapazitätsdioden zur Abstimmung von Schwingkreisen anstelle von Drehkondensatoren oder L-Variometern. Der Vorteil besteht darin, dass die mechanischen Elemente in den Schwingkreisen durch statische elektronische Bauelemente ersetzt werden, die mit hochfrequenzfreien Steuergleichspannungen betätigt werden. Im Superhet müssen mindestens zwei Kreise, nämlich der Vorkreis und der Oszillator, abgestimmt werden. In der Schaltung nach Bild 14.51 wird beiden Kreisen die gleiche Steuerspannung Us vom Abstimmpotentiometer A zugeführt. Vorschaltkondensatoren Cv mit größerer Kapazität (5 bis 20 nF) verhindern Kurzschlüsse der Steuergleichspannung über die Spulenwicklungen. Vorwiderstände Rv verhindern die Dämpfung der Schwingkreise und das Eindringen von Hochfrequenz auf die Gleichstromseite. Es ist jedoch darauf zu achten, dass der Widerstandswert von Rv nicht zu groß ist, da der stark temperaturabhängige Sperrstrom der Diode1) zu unterschiedlichen Spannungsabfällen führen kann und die Diode sich selbst verstimmt, wenn sie zu warm wird.

Die Drehachse des Abstimmpotentiometers A steuert auch den Skalenzeiger des Empfängers. Häufig werden Drehkondensatoren für den AM-Bereich mit einem angebauten Potentiometer für die UKW-Abstimmdioden (7) verwendet. Damit die Abstimmung konstant bleibt, muss die Steuergleichspannung stabilisiert sein. Dies wird in Bild 14.51 durch die Z-Diode symbolisiert. Die aktuellen Abstimmdioden erfordern maximale Steuergleichspannungen von 20...30 V. Bei batteriebetriebenen Empfängern werden diese Spannungen mithilfe eines Gleichspannungswandlers aus der Versorgungsspannung von 9...12 V erzeugt. Bei netzbetriebenen Empfängern ist ebenfalls ein separater Stromkreis für die Diodenabstimmung erforderlich.

Um die beiden Kreise in Einklang zu bringen, werden Mehrfach-Abstimmdioden auf demselben Siliziumplättchen erzeugt, wie in Bild 14.52 gezeigt. Die Kennlinien beider Systeme stimmen gut überein, was den Kapazitätskennlinien eines Zweifachdrehkondensators mit identischen Plattensätzen entspricht.

 

14.53 Einfluss der Kennlinienkrümmung

 

Die Kennlinienkrümmung einer Kapazitätsdiode hat einen Einfluss auf den Arbeitspunkt, der durch die Abstimmgleichspannung festgelegt wird, wie in Bild 14.53a dargestellt. Zu große Hf-Spannungen würden aufgrund der Kennlinienkrümmung verzerrt werden. Die unsymmetrischen Halbwellen verschieben den Arbeitspunkt um den Wert AU, was zu einer Verstimmung des Kreises um AC führt und die Abstimmung instabil macht. Aus diesem Grund sollte die Hf-Spannung niedrig gehalten werden und darf höchstens 50...80 mV betragen. Im Eingangskreis kann dies durch Regelungen und im Oszillatorkreis durch Gegenkopplungen erreicht werden.

Um diese Nachteile zu vermeiden, können Doppeldioden in Serie geschaltet werden, wie in Bild 14.53b gezeigt. Die beiden Diodenstrecken werden durch die Hf-Halbwellen jeweils in entgegengesetzter Richtung ausgesteuert, wodurch sich die Änderungen der Vorspannung U aufheben und der Empfang einwandfrei bleibt.

 

14.54 bis 14.56 Gleichlauf und Bereichunterteilung

 

Im AM-Bereich ist es notwendig, einen Verkürzungskondensator S in den Oszillatorkreis einzufügen, um einen Gleichlauf zwischen Vor- und Oszillatorkreis zu gewährleisten, auch bei Diodenabstimmung, wie in Bild 14.54 dargestellt. Ein Beispiel für die Dimensionierung wird in Bild 14.55 gegeben. Für das Durchstimmen des MW-Bereichs werden bis zu 20 V Steuerspannung benötigt. In Bild 14.56 ist der MW-Bereich unterteilt, was einen geringeren Kapazitätshub und kleinere Steuerspannungen erfordert.

 

14.57 Diodenabstimmung und AFR

 

Im UKW-Bereich hat die Diodenabstimmung aufgrund ihrer zahlreichen Vorteile den Drehkondensator und das Variometer weitgehend verdrängt. In diesem UKW-Baustein, der aus einem Hi-Fi-Gerät der Firma Wega stammt, werden Doppelgate-MOS-Transistoren für die Vor- und Mischstufe verwendet. Die Doppeldioden D1, D3, D4 und D6 dienen zur Abstimmung. Die Schaltung arbeitet mit einem abgestimmten Eingangskreis und einem Bandfilter zwischen Vorstufe und Mischstufe. Der Doppelgate-Transistor T1 dient der Signalverstärkung und reguliert gleichzeitig zu hohe Eingangsspannungen. Hierfür wird die Spannung am zweiten Zf-Kreis durch die Diode D5 gleichgerichtet, im Transistor T4 verstärkt und dem Gate 2 des Eingangstransistors zugeführt, um dessen Steilheit zu reduzieren. Transistor T2 arbeitet als multiplikative Mischstufe ähnlich wie in Bild 14.22 beschrieben. Parallel zum diodenabgestimmten Oszillatorkreis befindet sich eine weitere Kapazitätsdiode D7. Sie erhält eine Nachstimmspannung aus dem FM-Demodulator, um die Oszillatorfrequenz stets auf den genauen Sollwert einzustellen. Die Funktion dieser automatischen Frequenzregelung (AFR) wurde im Kapitel 9 beschrieben.

 

 14.58 Stationstasten für Diodenabstimmung

 

Dank der Diodenabstimmung können Stationstasten ohne komplizierte und hochfrequenzführende Schaltersätze realisiert werden. Anstelle dessen werden über robuste Gleichspannungs-Drucktasten programmierte Steuerspannungen an die Dioden angelegt. Die Potentiometer an den Stationstasten dienen dazu. Beim Drücken der entsprechenden Taste wird der zugehörige Sender hörbar. Im Bild sind vier solcher Stationstasten dargestellt.

Eine fünfte Taste aktiviert das Potentiometer für die kontinuierliche Handabstimmung. Sowohl der Vorkreis als auch der Oszillator werden mit Kapazitätsdioden vom Typ BA 124 abgestimmt. Die positive Steuergleichspannung gelangt über 10-kOhm-Widerstände an die Kathoden der Dioden. Zusätzlich erhält die Anode der Oszillator-Abstimmdiode eine negative Nachstimmsteuerspannung zur automatischen Frequenzregelung. Die beiden Dioden D4 und D5 begrenzen die Nachstimmspannung auf ±0,4 V, um zu verhindern, dass starke Nachbarsender den Oszillator erfassen und festhalten. Der Vorwiderstand R bemisst die Abstimmsteuerspannung des Tastensatzes so, dass sie nicht kleiner als 4 V werden kann, um die Dioden nicht bis zur größten Steilheit auszusteuern und Hochfrequenzverzerrungen zu vermeiden.

Im Bild sind die Abgleichfrequenzen der Kreise eingetragen. Durch die Staffelung der Frequenzen (87,5 MHz, 90,5 MHz, 101 MHz, 104 MHz) wird ein guter Gleichlauf erzielt, selbst wenn die Diodenkennlinien geringfügig voneinander abweichen sollten.

 

14.59 MW-Abstimmteil mit Spannungsjustierung

 

Um einen guten Gleichlauf zu gewährleisten, wurden die Abgleichfrequenzen in diesem MW-Abstimmteil gestaffelt und versetzt. Die Abgleichfrequenzen sind wie folgt: 510 kHz, 545 kHz, 1490 kHz, 1610 kHz. Zusätzlich sollten die Kennlinien der beiden Kapazitätsdioden auf Standardwerte abgeglichen werden. Hierfür wird eine Kapazitätsmessbrücke an die getrennten Verbindungen AA', BB', CC' und DD' angeschlossen. In den Endstellungen des Abstimmpotentiometers A sollten die Kapazitätswerte Co = 30 pF und Cmax = 220 pF mit den Trimmwiderständen P2 und P3 eingestellt werden.

Die Oszillatorspannung sollte mithilfe des Trimmwiderstands P1 auf etwa 60 mV abgeglichen werden, um sicherzustellen, dass die Kapazitätsdiode nicht übersteuert wird. Diese Art von Schaltung findet sich im Hi-Fi-Stereo-Steuergerät Typ Arena T9000 der dänischen Firma Hede Nielsen. Bei der Neuausrichtung einer solchen Schaltung sollten die Abgleichanweisungen sorgfältig befolgt werden.

 

14.60 Hf-Vorkreisregelung bei Diodenabstimmung

 

Die dargestellte Schaltung dient zum Schutz der AM-Abstimmdiode im Vorkreis des Autosupers Coburg von Blaupunkt vor zu hohen Eingangsspannungen. Die Antenne ist aperiodisch mit dem Feldeffekttransistor T1 gekoppelt. Der Feldeffekttransistor T2 fungiert als Arbeitswiderstand, während der Schalttransistor T3 durch den Kondensator C1 hochfrequenzmäßig mit T2 verbunden ist. Dadurch wird der Widerstand R2 kurzgeschlossen und der Widerstandswert der Source-Drain-Strecke von T2 herabgeregelt. Dies führt zu einer Dämpfung des Schwingkreises und einer Abschwächung der HF-Amplituden, sodass die Kapazitätsdiode nicht übersteuert wird.

 

 14.61 Suchlaufautomatik mit Kapazitätsdioden

 

Dank der Verwendung von Kapazitätsdioden ist es möglich, Empfänger mit einer elektronischen Suchlaufautomatik zu konstruieren. Dies ist besonders für Autosuper geeignet, da der Fahrer durch einfaches Antippen einer Taste die automatische Abstimmung starten kann. Die Suchlaufautomatik läuft dann von selbst und sucht automatisch den nächsten empfangswürdigen Sender. Sobald der Diskriminatorkreis im ZF-Teil eine ausreichende Spannung erhält, wird diese fixiert und der Sender bleibt eingestellt. Bei erneutem Tastendruck setzt die Automatik ihre Suche fort und kehrt am Ende des Bereichs wieder zum Anfang zurück. Solche Schaltungen sind oft mit einer Stummabstimmung ausgestattet, um zu verhindern, dass bei der Suche nach Stationen mit zu geringer Feldstärke Geräusche zu hören sind.

 

 15. Zwischenfrequenzverstärker

Der Hauptzweck des Überlagerungsempfängers besteht darin, eine gute Trennschärfe und Verstärkung in allen Bereichen zu erzielen. Dies wird hauptsächlich durch den ZF-Verstärker erreicht. Der ZF-Verstärker sollte mindestens Folgendes enthalten:

Für die AM-Bereiche:
- 3 bis 4 ZF-Kreise
- 2 Transistoren oder 1 Röhrenstufe

Für den FM- bzw. UKW-Bereich:
- 5 bis 6 ZF-Kreise
- 3 Transistoren oder 2 Röhrenstufen

Die Funktion des Verstärkers ist eng mit der ZF-Demodulation und der Verstärkungsregelung verbunden. Die AM- und FM-Demodulation wurde in Kapitel 10 behandelt. Die Verstärkungsregelung bei AM erfolgt durch geschlossene Regelkreise. Frequenzmodulierte Sendungen werden durch Amplitudenbegrenzer auf einen konstanten Pegel gebracht.

 

15.01 Verzögerte Regelung (Schwellenwertregelung)

 

Die automatische Verstärkungsregelung (AVR) bei AM-Empfängern wurde in den vorherigen Kapiteln behandelt. Sie dient dazu, hohe Eingangsspannungen in den Eingangs- und Mischstufen zu reduzieren, um Übersteuerung und Kreuzmodulation zu vermeiden. Im einfachsten Fall wird die Regelspannung aus dem AM-Signaldiodenkreis abgeleitet. Der Mittelwert der dort vorhandenen Gleichspannung dient als Maß für die Eingangsfeldstärke. Dieser Wert wird durch einen RC-Tiefpass gefiltert und steuert die Verstärkung der geregelten Stufen.

Bei größeren Empfängern wird oft eine verzögerte Regelung verwendet. Diese setzt erst ab einer bestimmten Mindestspannung ein, um sicherzustellen, dass schwache Sender nicht gedämpft werden, sondern vollständig empfangen werden können. Der Begriff "verzögerte Regelung" ist eigentlich ungenau, da er normalerweise auf eine zeitliche Verzögerung hinweist. Hier bezieht er sich jedoch auf das Einsetzen der Regelung bei Erreichen eines bestimmten Schwellenwerts. Für eine solche Schwellenwertregelung wird eine zusätzliche Diode, die Regeldiode, verwendet. Sie wird mit einem negativen Vorspannungswert -Uv versehen, um ihren Arbeitspunkt nach links zu verschieben. Kleine HF-Spannungen A erzeugen keinen Diodenstrom und somit keine Regelspannung, so dass das Gerät mit maximaler Verstärkung arbeitet. Größere HF-Spannungen B überwinden diese Verzögerungsspannung, es fließt Diodenstrom und die Regelung tritt in Kraft.

In Empfängern, in denen mehrere Vor- oder ZF-Stufen geregelt werden müssen, wird oft ein Regelleistungsverstärker in die Steuerleitung integriert. Dieser kann so dimensioniert werden, dass er erst ab einem bestimmten Schwellenwert aktiv wird.

 

15.02 Übersteuerungsregelung bei UKW-Empfängern

 

Im Bild 15.02 sieht man die Signaldiode und Regeldiode, die an getrennten Wicklungen des letzten Zf-Kreises angeschlossen sind. Die Signaldiode arbeitet mit einem Lastwiderstand von 22 kQ und einem Ladekondensator von 4,7 nF. Hinter der Signaldiode befindet sich ein Deemphasisglied mit 6,8 kQ und 4,7 nF. Die Regeldiode hat eine Vorspannung von -2,5 V an ihrer Anode gegenüber ihrer Kathode über einen Spannungsteiler R1/R2. Das bedeutet, dass die Diode nur leitend wird und eine Regelspannung erzeugt, wenn die Spitzen der Zf-Spannung größer als 2...3 V sind. Die erzeugte Steuerspannung wird über Siebglieder mit großer Zeitkonstante den geregelten Vorstufen zugeführt, um sicherzustellen, dass Lautstärkeunterschiede die Regelung nicht beeinflussen.

 

15.03 Größe der Siebglieder

 

Zur Vereinfachung ist dargestellt, dass NF-Spannung und Regelspannung von der gleichen Diode bezogen werden. Bei der Bemessung der Siebglieder ergeben sich unterschiedliche Werte bei Transistor- und Röhrenempfängern. Das Glied Ci - Ri soll die von der Zwischenfrequenz stammende Welligkeit beseitigen, der Widerstand Ri in Verbindung mit C2 soll nochmals als ZF-Sperre dienen, und die Siebglieder in den Regelleitungen müssen Tonfrequenzen über 2...10 Hz zurückhalten, sonst schwankt die Verstärkung im Takte der Tonfrequenz. Dagegen sollen langsame Spannungsänderungen unter 2 Hz durchgelassen werden, damit Schwundperioden von dieser Dauer bereits ausgeregelt werden.

Folgende Werte sind gebräuchlich: Der Widerstand R3 soll jeweils dicht am Diodenkreis sitzen, damit die NF-Spannung nicht im Gerät nutzlos herumgeführt wird und zu Störungen Anlass gibt. Der Kondensator C3 wird besser jeweils am Fußpunkt des zugehörigen Gitter- oder Basisschwingkreises angeordnet, damit dessen HF- oder ZF-Spannung auf dem kürzesten Weg geerdet ist.

 

15.04 Messung der Regelspannung

 

Im Bild 15.04 sieht man, wie die automatische Verstärkungsregelung überprüft wird. Dazu wird die modulierte HF-Spannung eines Messenders auf den Empfängereingang gegeben. Die erzeugte Regelspannung kann mit einem hochohmigen elektronischen Voltmeter (10...20 MOhm Eingangswiderstand) zwischen der Bezugsleitung und dem Siebwiderstand gemessen werden, zum Beispiel am Punkt A. Eine indirekte Methode zur Überprüfung der Regelung besteht darin, mit einem hochohmigen Voltmeter die Emitter- oder Kollektorspannung der geregelten Stufe zu kontrollieren (Punkt B oder C) und dabei die HF-Spannung, die vom Prüfsender kommt, zu verändern. Es ist wichtig, einen hochohmigen Widerstand (50...200 kOhm) in die Prüfspitze einzubauen, um den angetasteten Kreis möglichst wenig zu belasten und zu verstimmen. Dadurch wird eine genaue und zuverlässige Messung ermöglicht.

 

Amplitudenbegrenzung

 

15.05 Begrenzerwirkung

 

Im Bild 15.05 sieht man, wie Störungen einer Rundfunksendung in Form von Amplitudenschwankungen auftreten können. Bei der Frequenzmodulation bleibt die Amplitude des Senders konstant, aber auf dem Übertragungsweg können sich durch Ausbreitungsschwankungen, atmosphärische Entladungen und andere Funkstörungen wie elektrische Maschinen oder Kfz-Zündungen Störspitzen auf den gleichmäßigen Wellenzug aufmodulieren. Um diese Störspitzen zu beseitigen, werden in FM-Empfängern Begrenzerschaltungen eingesetzt, die sie abschneiden oder abkappten. Dadurch werden nicht nur die Störungen eliminiert, sondern gleichzeitig wird eine automatische Verstärkungsregelung erreicht, da dem FM-Gleichrichter stets konstante Amplituden zugeführt werden. Die Verzerrungen, die durch das Abschneiden der Sinuskuppen entstehen, spielen keine Rolle, da der entsprechende Zwischenfrequenzkreis nur die Grundfrequenz herausfiltert. Die eigentliche Frequenzmodulation bleibt durch den Begrenzer unverändert. Eine sehr effektive Begrenzerwirkung wird durch den Ratiodetektor erreicht, weshalb er in vielen Empfängern, die aus diskreten Bauelementen aufgebaut sind, verwendet wird. Bei integrierten Schaltungen kann die Amplitude in den vorherigen Verstärkerstufen so wirksam begrenzt und abgeschnitten werden, dass auch andere FM-Demodulatoren eingesetzt werden können.

 

15.06 Schutzwiderstand in der Begrenzerstufe

 

Im Bild 15.06 sieht man, dass beim Übersteuern eines HF- oder ZF-Transistors, um die Amplituden zu begrenzen, die interne Transistorkapazität bei hohen Kollektorspannungen, wenn der Kollektorstrom gegen Null gesteuert wird, abnimmt. Dies würde den angeschlossenen Kreis verstimmen und den Empfang beeinträchtigen. Aus diesem Grund wird in solchen Begrenzerstufen ein Widerstand R eingesetzt. Dieser Widerstand verhindert, dass Änderungen der Kollektorkapazität Cκc zu stark in den Kreis eingehen. Jedoch geht durch den Widerstand R ZF-Spannung verloren, daher kann er nicht beliebig groß gewählt werden. Übliche Werte liegen zwischen 200 Ω und 1 kΩ. Der Schutzwiderstand verhindert auch die Verstimmung von Resonanzkreisen während der normalen Verstärkungsregelung durch Änderungen des Emitter- oder Kollektorstroms. Auch hierbei ändern sich die internen Transistorkapazitäten und könnten die angeschlossenen Kreise kapazitiv verstimmen.

Bei ZF-Verstärkerröhren wurden verschiedene Verfahren angewendet, um eine Begrenzerwirkung zu erzielen. Zum Beispiel durch sehr niedrige Schirmgitterspannungen, also einen kleinen Aussteuerbereich, oder durch eine Regelspannung am Bremsgitter. Hauptweise wurde jedoch die Begrenzerwirkung des Ratiodetektors genutzt.

 

15.07 Regelkurven

 

Im Bild 15.07 sieht man die Regelkurven, die die Wirksamkeit einer automatischen Verstärkungsregelung beim AM-Empfang oder der Begrenzerwirkung beim FM-Empfang verdeutlichen. Um diese Kurven zu erhalten, wird die HF-Eingangsspannung schrittweise erhöht und die resultierende Ausgangsspannung gemessen und aufgetragen. "Volle Aussteuerung" bedeutet die Ausgangsspannung für die maximale unverzerrte Leistung. Höhere Spannungen führen zu Verzerrungen.

Kurve I: Ungeregelter Empfänger, die Verstärkung steigt schnell an und die Endstufe wird bald übersteuert. Bei Empfang müsste die Lautstärkeeinstellung zurückgedreht werden.

Kurve II: Empfänger mit einer geregelten Stufe. Die Übersteuerung tritt später ein, aber mittlere HF-Spannungen steuern das Gerät nicht mehr vollständig aus.

Kurve III: Empfänger mit zwei geregelten Stufen. Die Übersteuerungsgrenze ist noch weiter hinausgeschoben.

Stark ausgezogene Kurve: Ideale Regelkurve eines Empfängers mit Schwellenwertregelung. Nachdem die Endstufe vollständig ausgesteuert ist, setzt die Regelung ein und die Ausgangsspannung bleibt trotz zunehmender Eingangsspannung vollständig konstant.

Eine ähnliche Wirkung ergibt sich von selbst beim FM-Empfang mit Begrenzerstufen. Die Begrenzerwirkung setzt erst ab einer gewissen Mindestempfangsspannung ein.

 

Verstärkerschaltung

 

15.11 Einfacher AM-Zf-Verstärker

 

Im Bild 15.11 sieht man eine Schaltung eines einfachen AM-Zf-Verstärkers aus einem kleinen Taschensuper (Flirt 301 von Graetz). Die Schaltung besteht aus zwei Transistoren und drei Zf-Schwingkreisen. Die Kreisspulen sind zur Neutralisierung angezapft, wobei die Neutralisationsspannungen über kleine Kapazitäten von 4 pF bzw. 3 pF auf den Basisanschluss des jeweiligen Transistors zurückgeführt werden. Die Zf-Steuerspannungen sind durch niederohmige Kopplungswicklungen an die Eingangswiderstände der Transistoren angepasst. Die Demodulatordiode ist an die Koppelwicklung des dritten Kreises angeschlossen. Die NF-Spannung wird über ein RC-Tiefpassfilter mit den Werten 1 kΩ und 10 nF dem Lautstärkepotentiometer zugeführt. Ein weiteres RC-Filter mit den Werten 10 kΩ und 10 μF mit der Zeitkonstanten T = R*C = 0.1 s filtert die Tonfrequenz in der Leitung für die automatische Verstärkungsregelung heraus. Der Gleichspannungsanteil regelt die Verstärkung des ersten Transistors. Seine Grundvorspannung erhält er durch den 680-Ω-Widerstand in der Emitterleitung in Verbindung mit dem Basisableitwiderstand von 150 kΩ. Die Basisvorspannung Uβ des zweiten Transistors wird an einer anderen Stufe des Empfängers abgegriffen.

 

15.12 Dreistufiger FM-Zf-Verstärker

 

Im Bild 15.12 sieht man eine Schaltung eines dreistufigen FM-Zf-Verstärkers für die Zwischenfrequenz von 10,7 MHz. Jede Transistorstufe arbeitet mit einem eigenen Zf-Schwingkreis. Koppelwicklungen passen die Kreise an die Eingangswiderstände des folgenden Transistors an und liefern gleichzeitig die Neutralisationsspannungen. Diese Spannungen werden über 15-pF-Kondensatoren der Basis des vorherigen Transistors zugeführt. Bandfilter sind am Eingang und Ausgang vorhanden, sodass insgesamt sechs Abstimmkreise mit drei Verstärkertransistoren entstehen. Der Ratiodetektor liefert neben der NF-Spannung auch eine Steuerspannung, die beim Abstimmen durch Null geht (S-Kurve des Ratiodetektors) und zur automatischen Frequenzregelung des UKW-Oszillators dient. Die Amplitudenbegrenzung wird durch Übersteuern der Verstärkerstufen erreicht. Um die dabei auftretenden Kapazitätsänderungen unwirksam zu machen, sind in den Kollektorleitungen Widerstände von 470 Ω und 270 Ω vorhanden. Zusätzlich fungiert der Ratiodetektor selbst als Amplitudenbegrenzer. Bei dieser aus Einzelelementen aufgebauten Schaltung ist es wichtig, systematisch Tests durchzuführen, um mögliche Fehlerquellen zu identifizieren.

 

15.13 FM-Zf-Verstärker mit integrierter Schaltung

 

Im Bild 15.13 ist eine Schaltung dargestellt, die die Vereinfachung der Gerätetechnik durch den Einsatz von integrierten Schaltungen zeigt. Hier wird der integrierte Zf-Verstärkerbaustein TBA 120 von Siemens verwendet. Dieser Baustein bietet die gleiche Verstärkung, Begrenzung und Nf-Spannung wie ein aus Einzelelementen aufgebauter dreistufiger FM-Zf-Verstärker. Die gesamte Selektion erfolgt nun vor dem Verstärkerbaustein. Hierfür wird ein Filter mit Keramikschwingern verwendet, der als vorfabrizierter Baustein erhältlich ist.

Die Schaltung enthält auch einen Koinzidenzdemodulator, der nur einen Phasenschieberkreis zur Abstimmung benötigt. Dieser Kreis wird über Koppelkondensatoren von 27 pF angeschlossen. Die anderen Kondensatoren dienen als unkritische Erdungs- oder Koppelkapazitäten. Aus der Schaltung wird auch eine Steuerspannung für die automatische Frequenzregelung des UKW-Oszillators entnommen.

In einer neueren Ausführung des TBA 120, dem TBA 120 S, sind die beiden Koppelkondensatoren für den Phasenschieberkreis bereits integriert. In diesem Fall müssen nur der Schwingkreis selbst an die Punkte 7 und 9 angeschlossen werden.

 

15.14 AM-FM-Zwischenfrequenzverstärker mit Einzelstufen

 

Im Bild 15.14 sehen wir einen Zwischenfrequenzverstärker für den Empfang von AM- und FM-Sendern. Der Verstärker muss für die Zwischenfrequenzen 460 kHz und 10,7 MHz ausgelegt sein. Da für 10,7 MHz breitbandigere Schwingkreise mit geringeren Resonanzwiderständen benötigt werden, sind mehr Stufen erforderlich. Die Stufenverstärkung für 10,7 MHz ist geringer. Zusätzlich wird die AM-Mischstufe als aktives Element für den FM-Zf-Verstärker verwendet, um mehr Verstärkerstufen zu erhalten.

Für MW und LW arbeitet die AM-Mischstufe mit Stromverteilungsregelung nach Bild 14.11. Im Zf-Teil folgen zwei Stufen mit den Transistoren BF 115. Schließlich gibt es für MW und LW einen Impedanzwandler und einen Regelspannungsverstärker.

15.15 AM-FM-Zwischenfrequenzverstärker mit Einzelstufen (UKW-Stellung)

 

In Bild 15.15 sehen wir die detaillierte Schaltung des Zwischenfrequenzverstärkers in der UKW-Stellung. Für 10,7 MHz dient der Transistor T1 als erste Zf-Verstärkerstufe. Im Ausgangskreis befinden sich ein FM- und ein AM-Bandfilter. Die FM-Spannung wird induktiv, während das AM-Signal kapazitiv von den Sekundärseiten dieser Bandfilter abgekoppelt wird. Danach folgen zwei nichtneutralisierte Verstärkerstufen in Emitter-Schaltung. In den Kollektorleitungen befinden sich Widerstände von 220 Ω, um den Einfluss der Kollektorkapazität während des Begrenzungsvorgangs im UKW-Bereich zu verringern.

Der Transistor T4 ist mit dem Ratiodetektor und AM-Detektor verbunden. Der Ratiodetektor liefert auch eine Nachstimmspannung für den UKW-Oszillator. Die Stufe mit dem Transistor T5 arbeitet als Emitterfolger bzw. Impedanzwandler. Die Nf-Spannung aus dem Ratiodetektor bzw. dem AM-Demodulator wird ihm zugeführt. Durch die richtige Wahl der Widerstände R3 und R4 werden im Durchschnitt gleich große Ausgangsspannungen für AM- und FM-Empfang erzeugt. Im AM-Betrieb wird am Emitter des Transistors T5 eine Regelspannung abgegriffen. Der dadurch erzeugte Regelstrom Ir steuert die Stromverteilungsregelung der AM-Mischstufe und über den Einstellwiderstand Ri die Aufwärtsregelung der Zf-Stufe mit dem Transistor T3.

 

15.16 Integrierter AM-FM-Zwischenfrequenzverstärker (Innenschaltung)

 

Die integrierte Schaltung Typ TAA 920 von AEG-Telefunken stellt einen Breitbandverstärker für den Zf-Teil von Rundfunkempfängern dar. Der Baustein enthält 12 Transistorsysteme, wobei vier davon (T9 bis T12) als Dioden geschaltet sind. Die Grundfunktion der Schaltung wird in Bild 15.16 dargestellt.

Das AM-Zf-Signal gelangt über die Anschlüsse 1 und 2 zu den Transistorsystemen T1 und T2. Sie bilden eine Differenzverstärkerstufe mit Stromverteilungsregelung. Die Regelspannung wird der Basis des Transistors T2 zugeführt. Die verstärkte Signalspannung am 2-kΩ-Kollektorwiderstand des Transistors 1 wird direkt auf den Emitterfolger T3 als Impedanzwandler gegeben. Da sich beim Regeln auch die Gleichspannung am Emitter des Transistors 3 ändert, wird ein Koppelkondensator zwischen den Anschlusspunkten 15 und 13 in den weiteren Verstärkungsweg eingefügt.

Vom Anschluss 13 gelangt das Zf-Signal zur Basis des Transistors T4, wird verstärkt und gelangt zum Emitterfolger T5. Danach erfolgt eine weitere Verstärkung in der Differenzstufe T6-T7, und das verstärkte Signal wird am Anschlusspunkt 9 abgenommen und dem Demodulator zugeführt. Die Differenzstufe T6-T7 wird ebenfalls in Stromverteilungsregelung betrieben, über das System T8.

Das als Diode geschaltete System T9 erzeugt bei AM-Betrieb die Basisvorspannung für den Transistor 1. Die beiden in Serie geschalteten Dioden T11 und T12 werden in Flussrichtung an Gleichspannung gelegt. Die resultierende stabilisierte Spannung von 1,4 V dient als Basisvorspannung für die Systeme T1 und T2 im FM-Betrieb und möglicherweise als Hilfsspannung für andere Stufen. Im FM-Betrieb arbeitet die Differenzstufe T1-T2 daher mit einer festen Basisvorspannung von 1,4 V, während die Differenzstufe T6-T7 unverregelt arbeitet und als Begrenzer fungiert.

 

15.17 Integrierter AM-FM-Zwischenfrequenzverstärker 

 

Bild 15.17 zeigt diesen Baustein in der Schaltung eines Telefunken-Empfängers 171. Die FM-Selektion erfolgt durch einen Einzelkreis vor dem Transistor BF 241, gefolgt von einem weiteren LC-Kreis und einem vierkreisigen Keramikfilter. Der AM-Kanal arbeitet mit einem zweikreisigen Keramikfilter und zwei LC-Anpasskreisen. Am Ausgang liegen das Ratiofilter und der AM-Demodulatorkreis in Reihe. Die Regelspannung für die Stufe T6-T7 (vgl. Bild 15.16

) wird an Anschluss 6 abgenommen, während Anschluss 2 zur Regelung von T2 dient. Eine Steuerspannung für die automatische Frequenzregelung (Scharfabstimmung) wird aus dem FM-Detektor entnommen.

Diese Schaltung ist bereits sehr aufwendig, aber im Vergleich zu einer gleichwertigen Schaltung aus Einzelelementen erfordert sie weniger Prüf- und Abgleicharbeit. Durch die Verwendung von Keramikfiltern und der integrierten Schaltung ist die Anordnung weniger anfällig für Störungen durch kalte Lötstellen oder Änderungen der Bauelementewerte.

Es werden derzeit (Mitte 1972) noch keine integrierten Zf-Verstärkerbausteine verwendet, die gleichzeitig die FM- bzw. AM-Demodulatoren enthalten. Dies könnte sich jedoch in absehbarer Zeit ändern. Um das Abgleichen des FM-Detektors zu erleichtern, könnte wahrscheinlich auf Koinzidenzdemodulatoren oder Kondensatordiskriminatoren umgestellt werden. Weitere Details dazu finden Sie im Kapitel 10.

 

15.18 AM-FM-Zwischenfrequenzverstärker mit Röhren

 

Bei Röhrenempfängern vereinfacht sich die Schaltung des Zf-Verstärkers in verschiedenen Aspekten:

a) Für den AM-Empfang genügt eine Verstärkerstufe mit der Pentode EF 89 und zwei Bandfiltern.
b) Aufgrund der hohen Ein- und Ausgangswiderstände von Röhren können hochohmige Zf-Kreise ohne Anzapfung vollständig angeschlossen werden.
c) Für den UKW-Empfang genügen zwei Verstärkerstufen; als zusätzliches System wird die Hexode der AM-Mischröhre verwendet.

Die dargestellte Schaltung basiert auf diesen Prinzipien und findet sich mit geringen Abwandlungen in den meisten Röhren-basierten Heim-Rundfunkempfängern wieder. Die Zf-Pentode für den Normalwellenbereich wird beim UKW-Empfang zur zweiten Zf-Röhre. Die Zwischenfrequenzkreise für 10,7 MHz und 460 kHz werden in Reihe geschaltet. Die beiden Frequenzen liegen weit genug auseinander, dass die Fußpunkte der 10,7-MHz-Kreise über die Kondensatoren der AM-Zf-Kreise praktisch geerdet sind. Bei 460 kHz haben die wenigen Windungen der FM-Spule keinen nennenswerten Widerstand und beeinflussen die niedrige Zwischenfrequenz nicht.

Um kapazitive Nebenkopplungen zu vermeiden, wird manchmal die Reihenfolge der Kreise vertauscht, so dass der 10,7-MHz-Kreis erdseitig liegt. An einer Stelle des Verstärkerkanals wird der Primär- oder Sekundärkreis eines Bandfilters auf die jeweilige Arbeitsfrequenz umgeschaltet (S3), oder der nichtbenutzte Kreis wird dort kurzgeschlossen. Dies ist notwendig, um zu verhindern, dass der Oszillator beim KW-Empfang eine störende Spannung in den Zf-Teil induziert, wenn er zufällig auf die Frequenz 10,7 MHz abgestimmt ist. Dadurch könnten die Zf-Röhren übersteuert werden.

Für die AM-Bereiche ergibt sich die Anordnung: Vorkreis - multiplikative Mischung im Hexodensystem - Zuführung der Oszillatorspannung an das dritte Gitter der Hexode (über Schalter S2). Der Anodenstrom beträgt dabei 1,8 mA, da er durch die am Gitter 3 liegende selbsterzeugte negative Vorspannung des Oszillators herabgesetzt wird. Das Gitter der Zf-Röhre EF 89 liegt über S3 am 460-kHz-Kreis. Der AM-Gleichrichter ist über ein Bandfilter an die Anode gekoppelt.

Beim UKW-Empfang wird das Gitter der Hexode über S1 an das erste 10,7-MHz-Bandfilter gelegt. Gitter 3 wird geerdet. Der Anodenstrom steigt dadurch auf 6 mA, und die Hexode arbeitet mit größter Steilheit. S3 schaltet das Gitter der EF 89 auf 10,7 MHz um, und über S4 wird die Nf-Leitung mit dem FM-Gleichrichter verbunden. Die nur geringe Schwingneigung der Zf-Pentode kann durch Schirmgitterneutralisation mit einem passend bemessenen Schirmgitterkondensator (10 nF) beseitigt werden.

 

Schaltungen für Stereo-Decodierung

Der Stereo-Decoder wird zwischen dem FM-Demodulator und dem NF-Verstärker eingefügt und wird hier im Anschluss an den ZF-Verstärker behandelt, da er zum Rundfunkempfangsteil gehört. Unabhängige NF-Verstärkeranlagen zur Wiedergabe von Stereo-Schallplatten und Stereo-Tonbändern benötigen keinen Decoder. Wie bereits im Einführungsabschnitt über die Stereo-Modulation und die Blockschaltungen von Stereo-Decodern erwähnt wurde: Das Stereo-Multiplexsignal Mx, das vom FM-Demodulator geliefert wird, besteht aus:

- Summensignal L + R, 30 Hz...15 kHz
- Pilotfrequenz 19 kHz
- Stereo-Zusatzsignal mit der Information L - R, das in Amplitudenmodulation einer Trägerfrequenz von 38 kHz aufmoduliert ist. Dies ergibt ein Frequenzspektrum von 23 kHz...53 kHz, wobei der Träger von 38 kHz unterdrückt ist.

Zur Demodulation bzw. zum Decodieren werden hauptsächlich das Matrixverfahren und das Schalterverfahren angewendet. Matrixverfahren: Die drei Bestandteile des Multiplexsignals werden durch Filter voneinander getrennt. Die Pilotfrequenz wird auf 38 kHz verdoppelt und dem Stereo-Zusatzsignal im Frequenzbereich von 23 kHz...53 kHz hinzugefügt. Das so ergänzte Signal wird demoduliert und man erhält ± (L - R). Durch Hinzufügen (Addieren) des Summensignals L + R werden rechnerisch und elektrisch Summe und Differenz herausgehoben, so dass die gewünschten NF-Signale L und R übrig bleiben.

Schalterverfahren (auch Zeitmultiplexverfahren genannt): Die Pilotfrequenz wird auf 38 kHz verdoppelt und tastet abwechselnd kurze Abschnitte des Gesamtsignals über einen elektronischen Umschalter ab. Siebglieder unterdrücken die Tastfrequenz, und der Ausgang des Umschalters liefert unmittelbar die NF-Signale L und R.

Beide Verfahren erfordern einen erheblichen Aufwand an Schaltelementen und eine sorgfältige Bemessung, um die Kanäle sauber zu trennen und das Rauschen gering zu halten. Der Matrix-Decoder hat einen komplexen Aufbau, während der Schalter-Decoder ein sehr sauberes ZF-Signal erfordert. Bei beiden Typen sind Siebmittel erforderlich, um sicherzustellen, dass die zweite und dritte Harmonische von 38 kHz (76 kHz und 114 kHz) nicht in der Schaltung auftreten und beispielsweise bei Pfeifstörungen mit der Löschfrequenz angeschlossene Tonbandgeräte stören.

In der Regel ist auch eine Stereo-Anzeige vorgesehen, damit der Hörer erkennen kann, ob gerade eine Stereo-Sendung läuft. Darüber hinaus verfügen die Decoder über automatische Umschalteinrichtungen, um bei Mono-Sendungen oder wenn das Stereosignal zu schwach ist, automatisch von Stereo auf Mono umzuschalten. Ein zu schwaches und verrauschtes Stereosignal ergibt in der Regel immer noch einen zufriedenstellenden Mono-Empfang.

Aufgrund der verschiedenen Schaltungsmöglichkeiten gibt es eine Vielzahl von Stereo-Decodern, von denen hier nur einige Beispiele besprochen werden können. Im Literaturverzeichnis dieses Kapitels finden sich weitere interessante Decodierschaltungen. Der Servicetechniker sollte in jedem Fall die spezifischen Abgleichanweisungen des Herstellers verwenden und bei HiFi-Geräten die Funktion des Decoders mit einem hochfrequenten Testsignal überprüfen. Eine bedeutende Fortschritt auf diesem Gebiet bringen integrierte Schaltungen, da sie die Signalumwandlung auf die einfachste Form reduzieren: Multiplexsignal rein - Links- und Rechtssignal raus.

 

 15.21 Stereo-Decoder mit Matrixschaltung

 

In einem Stereo-Decoder muss das gesamte Multiplexsignal, das Frequenzen von bis zu mindestens 53 kHz umfasst, vom FM-Demodulator zugeführt werden. Deemphasisglieder, die zur Absenkung der überbetonten Höhen bei der Frequenzmodulation erforderlich sind, dürfen erst im Decoder selbst an geeigneter Stelle eingefügt werden.

Die dargestellte Schaltung eines Decoders von Blaupunkt zeigt, wie das Mx-Signal dem Transistor T1 zugeführt und in seinem Ausgangskreis in drei Komponenten aufgeteilt wird. Die Pilotfrequenz von 19 kHz wird im Kollektorkreis durch einen Schwingkreis ausgesiebt und verstärkt. Damit der 3,3-kQ-Widerstand in der Emitterleitung bei dieser Frequenz nicht gegengekoppelt wird und die Verstärkung verringert, wird er durch einen niederohmigen Serienresonanzkreis für 19 kHz überbrückt.

Das Stereo-Zusatzsignal mit der Differenzinformation, auch als Stereo-Differenzsignal bezeichnet, wird direkt am Emitter des Transistors über 10 nF ausgekoppelt. Dabei arbeitet der Transistor als Emitterfolger mit den Widerständen 220 Q und 3,3 kQ. Das Summensignal, das das L + R-Tonfrequenzspektrum umfasst, wird am 3,3-kQ-Emitterwiderstand abgegriffen. Ein Tiefpassfilter bestehend aus 3,3 kQ und 6,8 nF hält die höherfrequenten Anteile des Stereosignals zurück und bewirkt die Deemphasis für dieses Tonfrequenzspektrum.

Die Pilotfrequenz von 19 kHz wird im Zweiweggleichrichter mit den Dioden D1 und D2 auf 38 kHz verdoppelt, im Transistor T4 mit einem 38-kHz-Schwingkreis in der Kollektorleitung verstärkt und über eine Übertragerwicklung dem Ringmodulator zugeführt. Transistor T4 besitzt eine Rückkopplungsschaltung über den 180-pF-Kondensator. Bei Monoempfang ist dieser Transistor gesperrt. Er wird erst bei Eintreffen der 38-kHz-Schwingungen schlagartig über die Rückkopplung geöffnet, indem die Diode D3 dann ebenfalls durchschaltet und dem Transistor eine Basisspannung für den normalen ungesperrten Arbeitspunkt zuführt.

Das Stereo-Differenzsignal wird im Transistor T2 verstärkt. Der breitbandige Kollektorschwingkreis mit der Mittenfrequenz von 38 kHz, der durch einen Widerstand gedämpft ist, liefert das Spektrum von 23 bis 53 kHz über den Übertrager Ü1 an die andere Diagonale des Ringmodulators. Durch den natürlichen Abfall der Resonanzkurve nach beiden Seiten tritt auch hier die Deemphasiswirkung für das Differenzsignal auf. Im Ringmodulator wird das Signal demoduliert, und zwischen den Anschlusspunkten E und F entsteht das herabgemischte Signal L-R.

Über einen weiteren ohmschen Brückenzweig, der aus Trimmpotentiometern und 2 x 3,3 kQ besteht und an den Anschlusspunkten E und F liegt, wird das Summensignal L + R eingespeist. Dadurch entstehen in den beiden Hälften der Halbbrücke durch Addieren und Subtrahieren die reinen Seitensignale R und L. Sie können mit den Trimmpotentiometern auf gleiche Amplitude und minimales Übersprechen abgeglichen werden.

Die Stereo-Anzeige wird aktiviert, indem die Basis des Transistors T2 und der Kollektor des Transistors T4 mit Signalen versorgt werden. Diese Punkte werden an die Basis des Transistors T3 geführt, der als Schalter dient. Nur wenn beide Signale vorhanden sind, schaltet er durch und lässt die Stereo-Anzeigelampe aufleuchten.

 

15.22 Stereo-Decoder nach dem Schalterprinzip (Zeitmultiplex)

 

In dieser Schaltung von Metz sind die letzte ZF-Stufe und der Ratiodetektor dargestellt. Der Eingang des Decoders wird über eine kleine Hochfrequenz-Drossel, die die Zwischenfrequenz von 10,7 MHz sperrt, ohne Deemphasis-Glieder am Ausgang des Ratiodetektors angeschlossen. Der Transistor T2 arbeitet als Impedanzwandler und passt den Decoder an den relativ hochohmigen Ratiodetektor an. Das Multiplex-Signal wird über den 270-Q-Teilwiderstand im Emitterkreis niederohmig ausgekoppelt und dem Decodierkreis zugeführt.

Der 19-kHz-Pilotton wird am Emitter mit größerer Amplitude als das übrige Signal abgegriffen und einem Bandfilter zugeführt. Dieses Bandfilter zusammen mit dem vorgeschalteten RC-Netzwerk stellt sicher, dass die Phasenlage der 19-kHz-Spannung korrekt ist. Transistor T3 verstärkt diese Spannung, und sie wird anschließend mit einem Zweiweggleichrichter auf 38 kHz verdoppelt. Aufgrund der Verstärkung durch Transistor T3 wird dem folgenden Transistor T4 immer genügend Spannung zugeführt, um ihn als Begrenzer arbeiten zu lassen. An seinem Kollektor liegt eine Rechteckspannung mit 10 Vss an. Über eine Koppelwicklung gelangt diese Spannung auf den Decodierkreis mit den beiden Schaltdioden.

Dem Decodierkreis werden auch das Summensignal mit geringerer Amplitude und das Stereo-Zusatzsignal zugeführt. Dort entsteht das vollständige Multiplex-Signal, das durch die Schaltdioden in die Links- und Rechtsinformation aufgeteilt wird. Die nachfolgenden Filter beseitigen die Reste der 38-kHz-Schaltspannung und bewirken die vorgesehene Deemphasis bei Frequenzmodulation. Die Filter schneiden alle Frequenzen über 18 kHz ab, was für störungsfreie Tonbandaufnahmen wichtig ist.

Ein Schalttransistor T5 zeigt durch das Aufleuchten einer Glühlampe an, ob eine Stereo-Sendung läuft. In diesem Fall steht an der dritten Wicklung des Decodierkreises eine recht hohe 38-kHz-Spannung zur Verfügung. Sie steuert den im Ruhezustand gesperrten Transistor T5 an, und der dadurch fließende Kollektorstrom lässt die Glühlampe mit 18 V, 0,1 A aufleuchten. Vom Kollektor dieses Transistors führt zusätzlich eine Gleichspannungsgegenkopplung über das 200-k-Q-Potentiometer und den 22-k-Q-Widerstand zum Basiskreis des Transistors T4. Mit dem Trimmpotentiometer wird das exakte Umschalten des Transistors T5 bei Stereo-Betrieb abgeglichen.

Außerdem führt vom Kollektor des Transistors T5 ein Gleichspannungsweg über 1 kQ und 10 kQ zum Decodierkreis. Beim Stereo-Empfang, also wenn der Transistor T5 durchgeschaltet ist, herrscht an seinem Kollektor ein Potential, das fast dem der Bezugsleitung entspricht. Dieses Potential wirkt über den Zweig 1 kQ - 10 kQ auf die Kathoden der Decodierdioden. Ihre Anoden liegen über die Mittelleitung des Ausgangskreises ebenfalls auf dem Bezugsniveau. Die Dioden sind also bei Stereo-Betrieb gleichspannungsmäßig nicht vorgespannt.

Wenn der Sender ein einkanaliges Programm ausstrahlt, ist kein 19-kHz-Pilotton vorhanden, und somit wird keine 38-kHz-Spannung erzeugt. Dadurch bleiben die Dioden im Decodierkreis ungeschaltet. Der Schalttransistor T5 erhält keine Steuerspannung an seiner Basis, und seine Emitter-Kollektor-Strecke ist gesperrt. Das Potential an seinem Kollektor liegt jetzt nahezu bei -30 V. Diese negative Spannung wird über die Widerstände 1 kQ und 10 kQ auf die Kathoden der Decodierdioden übertragen. Dadurch werden beide Dioden in den Durchlassbereich gesteuert, und das Mono-Signal gelangt ohne Dämpfung an die Ausgänge Links und Rechts.

 

 

 

 15.23 Stereo-Decoder mit integrierten Schaltungen

 

Die gesamten aktiven und passiven Bauelemente eines Stereo-Decoders lassen sich, mit Ausnahme der Schwingkreise, in einer integrierten Schaltung nachbilden. Dabei werden hauptsächlich Differentiell- und direkt gekoppelte Darlington-Stufen verwendet. Die genauen Funktionen dieser vielen Stufen sind für den praktischen Einsatz nicht unbedingt erforderlich. Das Bild 15.23 zeigt die Innenschaltung eines Stereo-Decoders (SN 76105) von Texas Instruments und verdeutlicht, dass eine detaillierte Interpretation dieser "Tapetenmuster" eher dem Entwicklungslabor vorbehalten bleiben sollte.

Bei integrierten Stereo-Decodern wird vorwiegend das Zeitmultiplexprinzip angewendet. Externe Schwingkreise für die Pilotfrequenz von 19 kHz und die doppelt verdoppelte Pilotfrequenz (38 kHz) werden an den Baustein angeschlossen und abgeglichen. Bild 15.24 zeigt die äußere Schaltung für den Decoder SN 76105. Zwei Schwingkreise für 19 kHz und einer für 38 kHz bereiten die Pilotfrequenz bzw. die Schaltfrequenz vor. Ein eventuelles Übersprechen zwischen den beiden Ausgängen wird durch einen Kompensationswiderstand ausgeglichen. Eine Lampe an Anschluss 6 leuchtet während des Stereo-Betriebs. Über einen Schalter an Punkt 4 kann manuell auf Mono umgeschaltet werden, wenn kein Stereo-Betrieb gewünscht ist. Der Decoder und damit der gesamte NF-Weg können elektronisch verriegelt werden, indem man einen Schalter an Anschluss 5 ("Stummschalter") anschließt, was nützlich ist, wenn der Empfänger eine Suchlaufabstimmung verwendet und Sender mit zu geringer Feldstärke nicht hörbar sein sollen. Die 10-nF-Querkondensatoren am Ausgang eliminieren den Rest der 38-kHz-Schaltfrequenz und dienen gleichzeitig der Höhenabsenkung (Deemphasis).

Trotz der erheblichen Vereinfachung im Vergleich zu einem aus Einzelelementen aufgebauten Decoder erfordert eine vollständige Neuausrichtung eines solchen Moduls eine sorgfältige Beachtung der Abgleichanweisungen und einen Signalgenerator mit Stereo-Codierer, es sei denn, man ist auf Rundfunk-Stereo-Testsendungen angewiesen. Verschiedene Stereo-Decoder-Module von Sprague arbeiten ebenfalls nach dem Zeitmultiplex-Verfahren mit Stereo-Anzeige, automatischer Mono-Stereo-Umschaltung und Stummschaltung. Ein Vergleich zeigt, dass amerikanische Halbleiterunternehmen sich bereits auf eine einheitliche Anschlusstechnik geeinigt haben.

Die Decoder-Technologie wird weiter vereinfacht durch Module mit einer Phasenregelschleife zur Erzeugung der 38-kHz-Schaltfrequenz. Das Prinzip wurde im Kapitel 10 für das XC 1310-Decoder-Modul von Motorola erläutert. Durch die erzwungene Synchronisierung mittels der Phasenregelschleife, die mit einem RC-Oszillator arbeitet, benötigt das Modul keine LC-

Abstimmkreise mehr, wie es in der Anwendungsschaltung in Bild 15.25 gezeigt wird. Nur der 76-kHz-Oszillator wird extern mit dem Einstellwiderstand R5 auf die Mittenfrequenz abgeglichen. Die Kondensatoren C4 bis C6 sind Koppel- und Filterkondensatoren, die aufgrund ihrer großen Kapazitätswerte nicht integriert werden können und daher extern angeschlossen werden müssen. Auch das Stereo-Decoder-Modul CA 3090 Q von RCA arbeitet mit einer Phasenregelschleife zur Erzeugung der 38-kHz-Schaltfrequenz.

 

16. Niederfrequenzverstärker

 

16.01 Blockschaltung eines Nf-Verstärkers

 

Im Bild 16.01 sieht man die Blockschaltung eines Nf-Verstärkers. Die Nf-Spannung uj, die nach dem Empfangsgleichrichter vorliegt, ist zu schwach, um einen Lautsprecher anzutreiben. Daher muss sie verstärkt und auf Leistung gebracht werden. Der Vorverstärker, der aus einer Röhre oder zwei bis drei Transistorstufen besteht, dient zur Spannungsverstärkung. Die Endstufe hingegen liefert die Leistung für den Lautsprecher (Pa). In Stereo-Anlagen wird die gesamte Anordnung verdoppelt, wobei zwei separate Verstärkerkanäle für die linke und rechte Wiedergabe benötigt werden. Anstelle des Rundfunkempfangsteils mit dem Empfangsgleichrichter können auch ein Plattenspieler oder ein Tonbandgerät an den Nf-Verstärker angeschlossen werden.

 

RC-Kopplung

 

16.02 RC-Kopplung für Vorstufen

 

Im Bild 16.02 sieht man eine RC-Kopplung, bei der zwei Verstärker-Vierpole über einen Kopplungsvierpol mit einer Kapazität verbunden sind. Diese Schaltung ermöglicht die Übertragung der Ausgangssignalspannung des ersten Vierpols auf den Eingang des zweiten Vierpols, wobei Gleichspannungen blockiert werden. Am Ausgang des ersten Vierpols befindet sich der Außenwiderstand Rß (Kollektor- oder Anodenwiderstand), während am Eingang des zweiten Vierpols der Eingangswiderstand Rc (Basis-Emitter-Widerstand oder Gitterableitwiderstand) liegt. Rß und Rc bilden zusammen einen Hochpass. Dieser Hochpass dient dazu, Gleichspannungen abzuschirmen, da der Ausgang der ersten Stufe in der Regel ein anderes Gleichspannungspotential aufweist als der Eingang der zweiten Stufe. Die untere Grenzfrequenz des Hochpasses muss so gewählt werden, dass insbesondere bei HiFi-Verstärkern Tonfrequenzen um 40 Hz noch gut übertragen werden können.

 

16.03 Frequenzbereich der Widerstandskopplung

 

Im Bild 16.03 sieht man den Frequenzbereich der Widerstandskopplung. Bei niedrigen Frequenzen steigt der kapazitive Widerstand des Koppelkondensators an. Dadurch wird die Spannung an Re verringert und die Gesamtverstärkung für diese Frequenzen nimmt ab. Entsprechend der Grundgleichung für einen Hochpass beträgt der Abfall der Verstärkung 30% bei der unteren Grenzfrequenz fg = fu = 0.159 / Re*Ck.

Im mittleren Übertragungsbereich spielt nur der Lastwiderstand Rl eine Rolle. Vereinfacht kann angenommen werden, dass Re groß genug ist, um keinen Einfluss auf den Verstärkungsgrad zu haben. Daher erhält man für mittlere Frequenzen die volle Ausgangsspannung u.

Bei hohen Frequenzen wirken sich alle Streu- und Schaltkapazitäten, die sich zwischen dem Signalweg und dem Bezugspotential befinden, aus. Diese sind in Form einer Querkapazität Cs parallel zum Arbeitswiderstand Rl dargestellt. Bei einem solchen RC-Glied ist der kapazitive Widerstand bei hohen Frequenzen geringer als der ohmsche Widerstand Rl. Der Gesamtwiderstand der Parallelschaltung sinkt und die Verstärkung nimmt ab. Der Abfall der Verstärkung beträgt bei der oberen Grenzfrequenz fo ebenfalls 30%, d.h. fg - f0 = 0.159 / RL * Cg.

 

16.04 RC-Kopplung bei Transistorstufen

 

Im Bild 16.04 ist die RC-Kopplung zwischen zwei Transistorstufen zu sehen. Diese Art der Kopplung führt zu einer schlechten Anpassung. Der niedrige Widerstand Rbe der Basis-Emitterstrecke des zweiten Transistors (Flusswiderstand einer Diodenstrecke!) liegt wechselstrommäßig über Ck parallel zu Hf. Auch die Widerstände, die zur Einstellung der Basisvorspannung benötigt werden, liegen für die Signalspannung parallel zu Rl (Bild 16.04a). Dadurch wird der Ausgang des ersten Transistors so belastet, dass keine maximale Verstärkung möglich ist. Man muss ohnehin den Wert von Rl niedrig wählen, um sicherzustellen, dass die in Flussrichtung betriebene Basis-Emitterdiode nur geringe Auswirkungen hat, da sie sonst Verzerrungen verursachen würde. Wenn ein Koppelkondensator zur Trennung von Gleichspannungspotenzialen erforderlich ist, verwendet man trotz der schlechten Anpassung diese Schaltung und fügt lieber eine zusätzliche Transistorstufe hinzu, da dies kostengünstiger ist als ein Übertrager. Um den verzerrungsverursachenden Einfluss der Basis-Emitterdiode zu verringern, kann man gemäß Bild 16.04b einen Vorwiderstand gleicher Größenordnung in die Basisleitung einfügen.

Der Wert von Rbe bestimmt die Eigenschaften des Kopplungsglieds. Bei einem Richtwert von 1 kOhm für Rbe können die Werte des Basis-Spannungsteilers vernachlässigt werden. Übliche Kapazitäten für Ck liegen im Bereich von 2 bis 25 nF. Für 5 pF ergibt sich: fu = 0.159 / RBE * CK = 32 Hz. Dies ist eine ausreichend niedrige untere Grenzfrequenz für normale Empfänger. Dabei sollte man auf die Polung des Kopplungskondensators Cjj achten. Bei npn-Transistoren hat der Kollektor des Vortransistors ein höheres positives Potential als die folgende Basis. Der positive Pol des Elektrolytkondensators muss also mit dem Kollektor verbunden werden.

Für eine geforderte obere Grenzfrequenz von 16 kHz darf die zulässige Parallelkapazität C_A beträgt 0.159 / RBE * fu betragen. Jedoch treten solch hohe Parallelkapazitäten normalerweise nicht auf, daher liegt die obere Grenzfrequenz bei Transistor-RC-Verstärkern meist weit über dem Hörbereich. Feldeffekttransistoren mit ihren hochohmigen Eingängen belasten die Vorstufe nicht. Für sie gelten ähnliche Überlegungen wie für die folgend beschriebenen Röhrenstufen.

 

16.05 RC-Kopplung bei Röhrenstufen

 

Im Bild 16.05 ist die RC-Kopplung bei Röhrenstufen dargestellt. Der Innenwiderstand der Vorröhre und der Gitterableitwiderstand der Folgeröhre sind so hochohmig, dass sie im Vergleich zu Rl und Rg keine Rolle spielen. Außerdem kann Rg recht hochohmig gewählt werden (mindestens 700 kOhm bei Endröhren). Für eine untere Grenzfrequenz von etwa 23 Hz sollte der Kopplungskondensator Ck einen Wert von 10 nF haben. Dabei darf die Kapazität Cs beim Röhrenverstärker nicht vernachlässigt werden. Bei Rl = 200 kOhm und f0 = 16 kHz sollte sie maximal 50 pF betragen. In diesem Wert sind bereits alle Röhren- und Schaltkapazitäten enthalten. Bei kleineren Anodenwiderständen verbessern sich die Verhältnisse, jedoch begrenzen zusätzliche Kapazitäten (wie z.B. Tonblenden) und abgeschirmte Leitungen den oberen Frequenzbereich.

Bei Netzgeräten liegt zwischen dem Punkt Uj und Erde noch die geringe Brummspannung des Netzteils. Diese würde über Rl zum Gitter der nächsten Röhre gelangen und dort unerträglich verstärkt werden. Daher muss in der Zuführung ein RC-Siebglied vorhanden sein, das die Brummspannung reduziert.

 

 

 

Transformatorkopplung

 

16.06 Direkte Kopplung

 

Im Bild 16.06 wird die direkte Kopplung zwischen dem Ausgang der Vorstufe und dem Eingang der Folgestufe dargestellt. Bei Röhrenverstärkern war dies aufgrund der hohen Anodenspannung von 250 V sehr schwierig, da die Potentialunterschiede extrem waren. Bei Transistorstufen ist dies jedoch viel einfacher, daher werden besonders in integrierten Schaltungen bevorzugt Darlington-Stufen eingesetzt, da man dabei auf große Koppelkapazitäten von einigen Mikrofarad verzichten kann. Die Arbeitspunkte beider Transistoren werden durch einen Spannungsteiler eingestellt. Durch den Wegfall von frequenzabhängigen Koppelgliedern können breite Frequenzbänder oder hohe Frequenzen übertragen werden, wie beispielsweise bei kombinierten ZF-Verstärkern für 460 kHz und 10,7 MHz.

Das Bild zeigt einen zweistufigen Tonfrequenz-Universalverstärker. Der zweite Transistor erhält seine Basisvorspannung über den Arbeitswiderstand der ersten Stufe. Zwei Gleichstromgegenkopplungen sorgen für Stabilität gegenüber Temperatur- und Spannungsschwankungen. Eine Gegenkopplung führt vom Emitterkreis der zweiten Stufe über einen 150 kOhm-Widerstand zur Basis des ersten Transistors, und die andere Gegenkopplung führt vom Kollektor der zweiten Stufe über einen 56 kOhm-Widerstand zum Emitter der ersten Stufe.

 

16.07 Anpassung

 

Im Bild 16.07 werden Transformator zur Anpassung von aufeinanderfolgenden Verstärker-Vierpolen verwendet. Im Empfängerbau kommen sie hauptsächlich als Treibertransformatoren vor Gegentakt-Transistorstufen zum Einsatz. Sie passen den Innenwiderstand des Treibertransistors an die Eingangswiderstände der Leistungstransistoren an und liefern zudem die beiden um 180° phasenverschobenen Spannungen.

Ausgangsübertrager dienen dazu, den Ausgangswiderstand einer Endstufe an einen anderen Widerstand anzupassen. Der mit dem Widerstand belastete Übertrager verhält sich auf der Primärseite wie eine Impedanz mit dem Wert (Ü^2) * R2. Der meist niederohmige Widerstand R2 wird also auf einen um das (Ü^2)-fache größeren Wert "hinauftransformiert". Um einen gewünschten Ausgangswiderstand Ri zu erreichen, muss das Übersetzungsverhältnis wie folgt sein:

Ü = Wurzel(R1/R2)

 

16.08 Primärinduktivität

 

Der Einfluss der Primärinduktivität lässt sich am besten am Ausgangsübertrager einer Lautsprecherröhre veranschaulichen. Der Innenwiderstand Rj und der für eine optimale Wiedergabe vorgesehene Außenwiderstand Ra der Röhre ergeben einen Parallelwiderstand Rp. Dieser bildet einen Spannungsteiler zwischen Ri und Ra (wobei Ra = (Ü^2) * Rl, also dem transformierten Widerstand der Lautsprecher-Schwingspule, entspricht). Zusätzlich liegt der induktive Widerstand L1 der Primärwicklung parallel zu Rp. Eine Spule, die parallel zu einem Widerstand geschaltet ist, verhält sich ähnlich wie ein Kondensator. Der induktive Widerstand bei höheren Frequenzen ist so groß, dass er vernachlässigt werden kann und der Gesamtwiderstand gleich Rp ist. Bei der unteren Grenzfrequenz fu wird der induktive Widerstand gleich dem ohmschen Widerstand, und der Gesamtwiderstand und die Verstärkung sinken ab. Je nach gewünschter Wiedergabequalität und den finanziellen Möglichkeiten für den Übertrager wählt man die Grenzfrequenz zwischen 30 und 80 Hz. Bei der Grenzfrequenz gilt: Rp = ωu * L1 = 2 * π * fu * L1. Niedrige Grenzfrequenzen erfordern also große L-Werte, was hohe Windungszahlen bedeutet.

 

16.09 Streuinduktivität

 

Die obere Frequenzgrenze eines Übertragers wird durch seine Streuinduktivität Ls bestimmt. Primär- und Sekundärwicklung sind nie zu 100 Prozent miteinander gekoppelt. Der Teil der Primärwindungen, der nicht auf die Sekundärwindungen koppelt, wirkt als vorangeschaltete Induktivität Ls. Mit zunehmender Frequenz fällt mehr Spannung an Ls ab, da die eigentliche Wicklung mit dem Belastungswiderstand einen annähernd konstanten reellen Widerstand darstellt.

Durch die Streuinduktivität geht bei hohen Frequenzen Spannung an den Ausgangsklemmen verloren. Um die obere Grenzfrequenz f0 möglichst weit zu erhöhen, muss die Streuung klein gehalten werden. Bei Breitbandtransformatoren sollten Primär- und Sekundärwicklung eng miteinander verschachtelt gewickelt werden. Dadurch kann die Streuinduktivität minimiert werden.

 

Einstellmöglichkeiten im NF-Bereich

 

16.11 Lautstärkeeinsteller

 

Der handbediente Lautstärkeeinsteller wird am Eingang des Nf-Teils platziert, da er sonst die automatische Verstärkungsregelung im Hf- oder Zf-Teil beeinträchtigen könnte. Es ist wichtig, dass die erste Stufe nicht übersteuert wird.

Das menschliche Ohr nimmt bei niedrigen Lautstärken hauptsächlich die mittleren Tonlagen wahr. Wenn der Pegel linear abgesenkt würde, würde dies bei der Musikwiedergabe zu einem unbefriedigenden Klang führen, da Bässe und Höhen zu schwach erscheinen würden. Aus diesem Grund sieht man am unteren Teil des Lautstärkepotentiometers einen Anzapfungspunkt für eine gehörrichtige Lautstärkeeinstellung. Über den Kondensator Cj gelangen zusätzliche hohe Frequenzen zum unteren Teil des Potentiometers. Wenn der Schleifer in diesem Bereich positioniert ist, gelangen diese Frequenzen in den Signalweg und werden angehoben. Das RC-Glied mit dem Kondensator C2 wirkt als Bypass für hohe und mittlere Frequenzen, wodurch sie abgesenkt werden und die Bässe betont werden. Insgesamt führt dies zu einer leichten Anhebung der Höhen und Bässe bei niedrigen Lautstärken und somit zu einer befriedigenden Musikwiedergabe.

 

16.12 "Kühle" Lautstärkeeinstellung bei integrierten Schaltungen

 

Die Lautstärkeregelung am Eingang des Nf-Verstärkers ist ein heikles Element. Es befindet sich in einer "heißen" Leitung und ist mit der gesamten Nf-Verstärkung verbunden. Störungen oder Brummspannungen können verstärkt und als störende Geräusche im Lautsprecher hörbar werden. Um dies zu vermeiden, müssen das Potentiometer und seine Leitungen abgeschirmt werden, da es nicht immer direkt auf der Nf-Verstärkerplatine platziert werden kann, sondern für die Bedienung von der Frontplatte des Geräts aus zugänglich sein muss.

Die modernere Technologie ermöglicht eine "kühle" Lautstärkeeinstellung. Dabei wird der Verstärkungsgrad des Nf-Verstärkers über unempfindliche Gleichstromleitungen gesteuert. Das Bild zeigt zwei Beispiele dafür. Transistor 1 und 2 bilden die Verstärkerstufe, während Transistor 3 als gemeinsamer Emitterwiderstand fungiert. Dadurch wird T1 zu einem Emitterfolger, der den Signalstrom durch Transistor 2 in Basisschaltung und den Arbeitswiderstand Rß steuert.

Es ist nun möglich, den Widerstand von Transistor T3 durch eine Gleichspannung an seiner Basis zu ändern. Dies wird durch den gestrichelt dargestellten Spannungsteiler Rj bis R3 verdeutlicht. Wenn das Potentiometer R2 eingestellt wird, ändert sich der Wert des elektronischen Emitterwiderstands der Differenzstufe und somit die Ausgangslautstärke.

Alternativ kann auch die Verstärkung der Stufe mit dem Potentiometer R5 über eine Stromverteilungssteuerung beeinflusst werden. In beiden Fällen handelt es sich um eine "kühle" Lautstärkeeinstellung. Der Schleifer ist über einen 0,1 µF Kondensator wechselspannungsmäßig geerdet, während die Leitungen nur Gleichspannung führen. Das Potentiometer kann an einer beliebigen Stelle platziert werden und sogar zu einer Fernbedienung ausgebaut werden.

 

16.13 Klangregelung

 

Nf-Verstärker werden in der Regel so ausgelegt, dass sie das gesamte Frequenzspektrum bis mindestens 15.000 Hz gleichmäßig wiedergeben. Dies sorgt für klare Sprachverständlichkeit und verleiht der Musik Brillanz. Manchmal ist es jedoch erforderlich, die Höhen zu reduzieren. Hierfür wird eine Tonblende verwendet. Ein Kondensator Cj wird parallel zum Ausgang einer Verstärkerstufe bzw. zum Eingang der folgenden Stufe über einen Einstellwiderstand H geschaltet. Durch Verstellen des Potentiometers kann die Grenzfrequenz dieses RC-Gliedes angepasst werden. Bei geringem Widerstand wirkt der Kondensator als Kurzschluss für die Höhen und erzeugt einen dunkleren Klang. Das Potentiometer hat idealerweise eine positiv-logarithmische Kennlinie, um eine gleichmäßige Absenkung beim Einstellen zu erzielen.

Eine starke Bassanhebung verleiht der Musikwiedergabe einen vollen und kraftvollen Klang, kann jedoch die Sprachverständlichkeit beeinträchtigen. Um die Bassanhebung zu reduzieren, wird ein Kondensator C2 in die Nf-Signalleitung geschaltet. Dies erhöht die untere Grenzfrequenz und unterdrückt tiefe Frequenzen. In einigen Fällen wird parallel zu diesem Kondensator ein Schalter angebracht, der für Musik geschlossen und für Sprachwiedergabe geöffnet wird. Dieser Schalter wird als Sprache-Musik-Schalter bezeichnet. Um einen stufenlosen Übergang zwischen den beiden Positionen zu ermöglichen, kann der Schalter durch einen Drehwiderstand ersetzt werden. In der gezeigten Abbildung hat der Drehwiderstand einen Wert von 100 kΩ, was für diese RC-Parallelschaltung eine Grenzfrequenz von 160 Hz ergibt. Höhere Frequenzen gelangen ungehindert zur folgenden Stufe über den Kondensator Cp. Für tiefe Frequenzen, z. B. um 40 Hz, ist hauptsächlich der eingestellte Widerstandswert von 100 kΩ wirksam. Dadurch ergibt sich für diese Frequenzen in Kombination mit dem Basiswiderstand von 22 kΩ in der Folgestufe eine Spannungsteilung von 5:1, wodurch tiefe Töne effektiv abgeschwächt werden. Wenn der Widerstand kurzgeschlossen wird, wird auch der Kondensator Cq unwirksam und das volle Frequenzband wird durchgelassen. Das Basspotentiometer T hat idealerweise eine negativ-logarithmische Kennlinie.

Für Röhrenempfänger werden ähnliche Schaltungen verwendet, wobei die Werte hochohmiger sind, z. B. Ci = 0,5...5 nF, C2 = 100...500 pF, HH = 0,3 bis 1 MΩ, Rt = 3—16 MΩ.

 

16.14 Aktiver Filter mit Fächereinstellung

 

Die Höhen oder Tiefen eines Verstärkers können auch durch frequenzabhängige Gegenkopplungen beeinflusst werden. Dabei wird nicht wie in der vorherigen Abbildung das Signalsignal gedämpft oder geteilt, sondern der Verstärkungsgrad des aktiven Elements durch die Gegenkopplung verringert. Gegenkopplung bietet jedoch den Vorteil der Verzerrungsreduzierung und Stabilisierung, was zwei sehr erwünschte Eigenschaften sind. Wenn ausreichend Verstärkungsreserve bei integrierten Schaltungen oder Hochleistungsverstärkern vorhanden ist, empfiehlt sich dieses Verfahren. In dem hier gezeigten Beispiel wird ein Fächerequalizer verwendet, um Höhen und Tiefen anheben und absenken zu können.

Die Gegenkopplung erfolgt über den 47-μF-Kondensator vom Kollektor des Transistors zurück zum Eingang, und zwar über die beiden frequenzabhängigen Spannungsteiler T und H. Von ihren Abzapfpunkten führt eine gemeinsame Leitung über Entkopplungswiderstände zur Basis des Transistors.

Tiefeneinstellung: Wenn der Potentiometerschleifer T ganz links steht, werden mittlere und hohe Töne über den 39-nF-Kondensator gegengekoppelt und somit abgesenkt. Tiefe Töne werden nicht beeinflusst und erscheinen lauter. Wenn der Potentiometerschleifer ganz nach rechts gedreht wird, wirkt der 39-nF-Kondensator in Verbindung mit dem Entkopplungswiderstand von 39 kΩ als Hochpassfilter im Signalweg, wodurch tiefe Töne unterdrückt werden.

Höheneinstellung: Wenn der untere Potentiometerschleifer links steht, gelangen vor allem die Höhen über den 2,2-nF-Kondensator zur Basis des Transistors und werden angehoben. Wenn der Schleifer nach rechts gedreht wird, wird der rechte 2,2-nF-Kondensator vollständig als Gegenkopplung wirksam, was zur Absenkung der Höhen im Klangbild führt. Der Einstellbereich dieser Schaltung beträgt etwa ±20 dB für die Tiefen und etwa ±19 dB für die Höhen.

 

 16.15 9-kHz-Sperrfilter

 

AM-Rundfunksender haben einen Frequenzabstand von 9 kHz. Wenn benachbarte Sender, z. B. Sender A = 740 kHz und Sender B = 749 kHz, überlagert und im Demodulator gemischt werden, entsteht die Differenzfrequenz von 9 kHz. Diese kann bei hochwertigen Empfängern mit guter Wiedergabe hoher Töne als schriller Pfeifton wahrgenommen werden. Um dies zu vermeiden, wird parallel zum Eingang oder Ausgang einer NF-Verstärkerstufe ein auf 9 kHz abgestimmter Serienresonanzkreis eingesetzt, der diese Frequenz kurzschließt und somit unterdrückt. Dieser Filter wird als 9-kHz-Sperrfilter bezeichnet.

 

 16.16 und 16.17 Aktive Filter

 

Um die Kosten von drahtgewickelten Spulen zu reduzieren, werden immer mehr LC-Schwingkreise durch die kostengünstigeren RC-Glieder ersetzt. Allerdings fehlt bei den RC-Gliedern die Resonanzüberhöhung, die eine Art Verstärkung bewirkt. Diese Verstärkung kann jedoch beispielsweise durch einige Transistorsysteme in integrierten Schaltungen leicht wiederhergestellt werden. Dadurch gelangt man zu aktiven Bandpass- und Bandsperrenfiltern. In Bild 16.16 ist ein vereinfachtes Bandsperrfilter mit zwei aktiven Elementen dargestellt. Das RC-Glied Ci-Ri wirkt als Hochpass und das RC-Glied R2-C2 als Tiefpass. Die durchgelassenen Frequenzbereiche werden getrennt verstärkt und dann wieder zusammengeführt. Dies ergibt die Verstärkungskurve in Bild 16.17. Wenn die "Resonanzfrequenz" auf 9 kHz eingestellt wird, kann diese Frequenz ohne den Einsatz einer Spule ausgeblendet werden. Solche aktiven Bandsperren oder Bandpässe können auch durch kombinierte Gegenkopplungen bei einem aktiven Verstärker erreicht werden.

 

Beispielschaltungen

 

16.21 Röhrenbestückter Nf-Verstärker mit Eintakt-Endstufe

 

Dies ist eine einfache und weit verbreitete Lösung für den Nf-Teil eines röhrenbestückten Heimempfängers. Die Vorverstärkerstufe verwendet das Triodensystem der Röhre EABC 80 und ist über eine RC-Kopplung mit der Endröhre EL 84 verbunden. Der Lautsprecher ist über einen Ausgangsübertrager AÜ an die Endstufe angepasst.

Einzelheiten der Schaltung: Das Lautstärkepotentiometer R1 ist bei einem Abstand von 300 Ohm vom Fußpunkt aus angezapft. Der Kondensator C3 bewirkt zusammen mit dem Widerstand R2 einen Nebenschluss für mittlere und hohe Frequenzen. Bei niedriger Lautstärke werden sie weniger gut wiedergegeben, während tiefe Töne angehoben werden, um auch bei leiser Wiedergabe einen vollen Orchestereindruck zu erzeugen. Der Kondensator C2 fügt sehr hohe Frequenzen hinzu, um eine dumpfe Klangwiedergabe zu vermeiden.

Die Triode erzeugt ihre Grundgittervorspannung durch den Spannungsabfall des Anlaufstroms, der auch bei einem Röhrengitter auftritt, an dem hohen 10-M Ohm-Gitterwiderstand. Die Anodengleichspannung wird durch ein Siebglied R6-C7 von Brummspannungen gereinigt. Der Kondensator C5 dämpft hohe Frequenzen ab, um Schwingneigung zu bekämpfen, die sich durch Zischen und Kreischen äußern kann. Der Widerstand R8 erfüllt den gleichen Zweck. Steile Endröhren neigen nämlich zu Störschwingungen. Die Röhrenzuleitungen können bereits Schwingkreise für kurze Wellen bilden und zur Selbsterregung führen. Der 1 kOhm-Dämpfungswiderstand in Kombination mit der Röhreneingangskapazität von etwa 10 pF ergibt einen Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von etwa 16 MHz, wodurch UKW-Schwingungen unterdrückt werden. Gelegentlich kann es sinnvoll sein, den Widerstand auf 100 kOhm zu erhöhen.

Der Ausgangsübertrager verfügt über eine spezielle Wicklung für eine Spannungsgegenkopplung. Der Tiefpass R11/C10 filtert Höhen aus dem Gegenkopplungskanal heraus. Der Hochpass C11/R14 hält Tiefen zurück, was zu einer Absenkung der Mittellagen führt. Die Widerstände R12 und R13 mildern die Übergänge. Die Anodenspannung der Endröhre wird über eine Abzapfung des Ausgangsübertragers zugeführt. Die Schirmgitterspannung der Endröhre und die Anodenspannungen der Vorröhren werden vom Fußpunkt der Wicklung abgenommen und mit R10/C9 von Brummspannungen gereinigt. Diese Anordnung kompensiert die Restbrummspannung aus dem Netzgleichrichter, indem ein winziger Teil davon gegenphasig auf das Schirmgitter der Endröhre gelangt (Pfeile an der Übertragerwicklung).

 

 16.22 Transistor-Nf-Verstärker mit Gegentakt-Endstufe

 

Selbst in kleinen Taschenempfängern bevorzugt man Gegentakt-Endstufen, da Einzeltakt-Endstufen aufgrund der Krümmung der Basiskennlinie bei Vollaussteuerung eine schlechte Wiedergabe liefern. In Gegentaktschaltungen heben sich die Verzerrungen größtenteils auf. Zusätzlich sind Gegentakt-Endstufen im B-Betrieb sparsamer, da bei geringen Lautstärken weniger Strom verbraucht wird. Die niederohmigen Eingänge der Endtransistoren müssen an den Kollektorkreis der vorherigen Treiberstufe angepasst werden, wofür ein Übertrager verwendet wird. Der Übertrager bewirkt auch die Phasenumkehr.

Die Basis des ersten Transistors ist über C1 = 3,3 μF mit dem Lautstärkeeinsteller verbunden. R2 und R3 bilden den Basisspannungsteiler und legen zusammen mit R4 und R5 den Arbeitspunkt fest. R5 stellt eine stabilisierende und verzerrungsmindernde Gegenkopplung dar. Der Kondensator C3, der parallel zur Primärwicklung liegt, begrenzt die Verstärkung für hohe Frequenzen und verhindert Störschwingungen im Ultraschallbereich. C4 erfüllt denselben Zweck. R6 und R8 bilden den Basisspannungsteiler der Endstufe. Der Heißleiter R7 bewirkt die Temperaturkompensation.

Wie bereits erwähnt, arbeiten Transistor-Gegentakt-Endstufen im AB-Betrieb mit einem niedrigen Ruhestrom. Der Kollektorstrom steigt erst bei höherer abgegebener Sprechleistung an. R9 und C5 bilden ein Siebglied für die Kollektorströme der Vorstufen, da eine Änderung des Stromverbrauchs der Endstufe die Vorstufen beeinflussen könnte, was zu einer Verstimmung der Oszillator- und Zf-Stufen führen würde.

Diese Schaltung stammt aus einem kleinen Taschenempfänger und ist beispielhaft für viele ähnliche Geräte. Sie wurde in den Anfangsjahren der Transistorisierung häufig verwendet und ist auch in neuerer Zeit in Geräten zu finden, die in Fernost für deutsche Firmen hergestellt werden. Die Übertrager können dort noch wirtschaftlich produziert werden.

 

 16.23 Eisenloser Nf-Verstärker mit Einzeltransistoren

 

Bei größeren Geräten wird allgemein auf übertragerlose Gegentakt-Komplementär-Endstufen umgestiegen. Die vorliegende Schaltung wird in mehreren Reiseempfängern von Schaub-Lorenz verwendet. Das Lautstärkepotentiometer verfügt über eine Anzapfung für die gehörrichtige Lautstärkeeinstellung. An dieser Anzapfung befinden sich zwei verschiedene RC-Schaltungen zur Anhebung der Tiefen. Wenn der Schleifer des Potentiometers mit "K" für Klangeinstellung ganz nach unten gedreht wird, liegt der 22-nF-Kondensator direkt parallel zum Eingang und schneidet die Höhen in jeder Position des Lautstärkepotentiometers ab, was zu einem Tonblenden-Effekt führt. Wenn der Schleifer K nach oben gedreht wird, tritt der Effekt der Höhenanhebung auf, wie in Bild 16.13 und 16.21 beschrieben. Der 1-nF-Kondensator in Serie mit 4,7 kΩ überbrückt den oberen Teil des Widerstandsbereichs von L. Dadurch werden Höhen oberhalb des Zapfpunkts zugeführt.

Der pnp-Transistor TI arbeitet in Emitterschaltung (Achtung, der Emitteranschluss ist nach oben gedreht dargestellt!). An seinem Kollektor- bzw. Arbeitswiderstand von 1,8 kΩ wird die Steuerspannung für den npn-Transistor T2 abgegriffen. Dieser steuert die Komplementärtransistoren T3 und T4. Ihre Vorspannung wird durch eine in Durchlassrichtung betriebene Diode stabilisiert. Der niederohmige Lautsprecher ist über einen Elektrolytkondensator von 1000 nF an die Endstufe gekoppelt.

Das Prinzip dieser Schaltung ist weit verbreitet. In den Endstufen werden auch Komplementärpaare von Siliziumtransistoren verwendet, wie zum Beispiel BC140/BC160 oder BD135/BD136.

 

 16.24 Nf-Verstärker mit Feldeffekttransistoren

 

Feldeffekttransistoren sind aufgrund ihrer hohen Eingangswiderstände sehr empfindlich und vereinfachen die Schaltungstechnik von Nf-Verstärkern, da sie nur wenig Steuerleistung benötigen. In dieser Schaltung wird ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor als Vorstufe verwendet, der einen Arbeitswiderstand von 100 kΩ und einen Gate-Ableitwiderstand von 3,3 MΩ hat. Mit dieser hohen Eingangsimpedanz ist der Verstärker auch für hochohmige Kristalltonabnehmer geeignet. In der Endstufe werden zwei bipolare npn-Leistungstransistoren verwendet. Um sie im Gegentakt zu steuern, ist für die Treiberstufe ein Komplementärpaar, bestehend aus einem n-Kanal- und einem p-Kanal-Feldeffekttransistor, vorgesehen. Sie sind in Darlington-Schaltung direkt mit den Endtransistoren gekoppelt. Aufgrund der hohen Eingangswiderstände der Feldeffekttransistoren reichen Kapazitäten von 20 nF für die RC-Kopplungen zu den Gate-Anschlüssen aus. Der Nf-Verstärker liefert eine Ausgangsleistung von bis zu 5 W, besitzt einen linearen Frequenzgang von 20 Hz bis 20 kHz und benötigt eine Eingangsspannung von 120 mV für die Vollaussteuerung.

 

 

 16.25 und 16.26 Leistungsverstärker mit integrierten Vorstufen

 

Für die Nf-Technik wurden viele integrierte Schaltungen entwickelt. Bild 16.25 zeigt den internen Aufbau des TAA 435 (Siemens, Valvo), der als Vor- und Treiberstufe für mittlere Leistungskomplementär-Endstufen dient. Die Vorstufe ist als Differenzverstärker ausgeführt, gefolgt von einem T3-System in Kollektorschaltung und den Systemen T4 und T5 in Darlington-Schaltung. Das Ausgangssystem liefert bis zu 70 mA Treiberstrom. Eine Diodenstrecke stabilisiert den Ruhestrom der angeschlossenen Gegentakt-Endstufe.

Bild 16.26 zeigt die Schaltung eines Nf-Verstärkers mit diesem Baustein und den Endtransistoren AD161 und AD162. Der Ruhestrom der Endstufe kann mit einem 300-Ω-Trimmwiderstand auf 5...10 mA eingestellt werden. Der Heißleiter K151 dient zur Temperaturkompensation. Vom Ausgang führt ein Gegenkopplungsnetzwerk zurück zum Eingang oder zum Anschluss 8 der integrierten Differenzstufe (siehe Bild 16.25). Das Potentiometer H ermöglicht eine Höhenanhebung und -absenkung ähnlich einem Entzerrer. Das Potentiometer T verringert nur den Anteil an tiefen Frequenzen. Aufgrund der starken Gegenkopplung beträgt der Klirrfaktor weniger als 1% bei Ausgangsleistungen bis 4 W. Daher eignet sich diese Anordnung bereits für HiFi-Verstärker.

 

 

 16.27 bis 16.30 Komplette Nf-Verstärker als integrierte Schaltungen

 

Wenn die Verlustwärme in den Endstufen gut abgeleitet wird, können die Leistungstransistoren zusammen mit den Vorstufensystemen auf einem Siliziumplättchen integriert werden. Ein Beispiel dafür ist der TBA 641 von SGS. Der Baustein ist in einem Plastikgehäuse mit 2x7 Anschlussstiften untergebracht. Auf der Oberseite des Isoliergehäuses befindet sich eine Metallfläche. Der Baustein sollte so montiert werden, dass diese Metallfläche fest und vollständig auf einer größeren Metallfläche aufliegt, um einen niedrigen thermischen Widerstand zu gewährleisten und die Verlustwärme effektiv abzuleiten. Diese integrierten Schaltungen mit Leistungsendstufen müssen beim Austausch immer wieder ordnungsgemäß auf den dafür vorgesehenen Kühlflächen oder Kühlkörpern befestigt werden, da sonst die Gefahr besteht, dass das Siliziumplättchen bei Belastung überhitzt und zerstört wird.

Bild 16.27 zeigt das Blockdiagramm des Verstärkers. Er besteht aus einer Vorverstärker-, Treiber- und Ausgangsstufe in Gegentaktschaltung. Innerhalb des Bausteins ist eine Rückkopplung vom Ausgang auf den Eingang vorgesehen, um den Gesamtarbeitspunkt zu stabilisieren und den Verstärkungsgrad auf einen definierten Wert einzustellen. Aus dem umfangreichen Gesamtschaltbild wurden in Bild 16.28 die Treiber- und Endstufe herausgezeichnet. Die Leistungssysteme T16 und T17 sind vom npn-Typ, was in integrierten Schaltungen eine bessere Symmetrie ermöglicht, da beide Systeme im gleichen Herstellungsschritt entstehen. Die Endtransistoren T9 und T15 werden von den beiden komplementären Systemen im Gegentakt gesteuert. Der Transistor T8 mit dem Arbeitswiderstand R8 liefert das Signal für die Treiberstufen. Die in Durchlassrichtung betriebenen Dioden D1 bis D4 und der Transistor T10 stabilisieren die Arbeitspunkte der Treibertransistoren und somit auch die der direkt gekoppelten Endtransistoren.

Ein Nf-Verstärker mit diesem Baustein wird in der Schaltung von Bild 16.29 vereinfacht. Extern anzuschließen sind das Lautstärkeeinstellpotentiometer, der Lautsprecher mit seinem Vorschaltkondensator und zwei Erdungskondensatoren von jeweils 100 nF. Das Netzwerk zwischen den Punkten 1, 6 und 5 dient der Klangbeeinflussung über eine Rückkopplung. Der Widerstand von 33 Ω in Reihe mit dem 220-pF-Kondensator und der 10-nF-Kondensator zwischen den Punkten 5 und 6 begrenzen das Frequenzband auf etwa 20 kHz. Ähnliche Kondensatoranordnungen finden sich in den meisten integrierten Nf-Verstärkern, da die obere Frequenzgrenze aufgrund

der geringen Streukapazitäten sehr hoch ist. Sie werden künstlich herabgesetzt, um Schwingneigungen bei hohen Frequenzen zu verhindern. Der zweite Rückkopplungsweg mit dem 100-kΩ-Potentiometer besteht aus RC-Hoch- und -Tiefpässen mit Grenzfrequenzen um 10,7 Hz und 13 kHz. Bei vollständig eingeschaltetem Klangeinsteller R = 100 kΩ ergibt sich ein Nf-Durchlassbereich entsprechend der oberen Kurve in Bild 16.30. Bei direkt gekoppelten Nf-Verstärkern werden auch die tiefen Frequenzen abgeschnitten, da andernfalls bei Spannungsschwankungen sehr langsame Eigenschwingungen auftreten können, die von den Angelsachsen treffend als "Motor-Boating" bezeichnet werden. Bei R = 0 ergibt sich eine Anhebung von Höhen und Bässen, also eine gehörrichtige Einstellung bei niedrigen Lautstärken. In den Zwischenstellungen ergeben sich mittlere Anhebungen von Höhen und Tiefen.

 

Stereo-Verstärker

 

16.31 Stereo Vorverstärker

 

In einem Stereo-Nf-Verstärker wird der Gesamtaufwand verdoppelt, da für den rechten und linken Kanal jeweils ein vollständiger Verstärkerzug benötigt wird. Die Bedienelemente werden am Eingang zu Doppelpotentiometern zusammengefasst. Im vorliegenden Fall sind dies:

1. Ein Klangeinsteller K in Form eines einstellbaren Tiefpasses. In der Endstellung ergibt er eine starke Spannungsteilung für die Höhen, was zu einer Absenkung führt.

2. Der Balanceeinsteller B wird durch zwei gegenläufig arbeitende Lautstärkeeinsteller gebildet. Damit kann die Verstärkung des einen oder anderen Kanals abwechselnd erhöht werden, um den Mitteneindruck bei der Stereo-Wiedergabe auszubalancieren. Bei anderen Geräten wird ein Potentiometer als Balanceeinsteller verwendet, bei dem der Schleifer in der Mitte liegt.

3. Der Lautstärkeeinsteller L mit Anzapfungen für die gehörrichtige Einstellung bei niedrigen Lautstärken. Die Höhen werden über einen 330-pF-Kondensator hinzugefügt und angehoben, während die Tiefen durch den 10-nF-Kondensator betont werden. Serienwiderstände von 47 kΩ und 15 kΩ glätten scharfe Übergänge ab.

Die Verstärkerstufen sind ähnlich wie in Bild 16.23 aufgebaut. In den Kundendienstschaltbildern werden die beiden Kanäle in der Regel spiegelbildlich zueinander gezeichnet, mit einer gemeinsamen Bezugsschiene zwischen den beiden Kanälen. Bei HiFi-Verstärkern erhöht sich die Anzahl der Stufen und Transistoren. Es gibt separate Höhen- und Tiefeneinsteller und oft auch Präsenzeinsteller, die das Klangbild für bestimmte Frequenzbereiche, z.B. bei Gesangsstimmen, anheben.

 

16.32 Integriete Stereo-Vorverstärker

 

Der Aufwand für Stereoverstärker kann erheblich reduziert werden, indem integrierte Schaltungen verwendet werden. Eine Möglichkeit besteht darin, für jeden Kanal einen Baustein wie den TBA 641 zu verwenden, der bereits in Bild 16.27 besprochen wurde. Dies ermöglicht einen Stereoverstärker mit einer Ausgangsleistung von 2 x 5 W, bei dem die Endstufen bereits integriert sind. Für höhere Ausgangsleistungen werden jedoch separate Leistungsendstufen mit Einzeltransistoren benötigt. Auch in diesen Fällen bieten integrierte Schaltungen in den Vorstufen Vereinfachungsmöglichkeiten. Ein Beispiel dafür ist der integrierte Stereo-Vorverstärker Typ MC 1303 P von Motorola, der zwei Kanalverstärker in einem Gehäuse enthält. Er liefert einen Ausgangsspannungshub von 4,5 Veff bei einem Klirrfaktor von weniger als 0,1 %. Mit diesem Vorverstärker können Hochleistungsendstufen von HiFi-Verstärkern angesteuert werden, aber auch Tonköpfe in Stereo-Tonbandgeräten. Die RC-Glieder zur Begrenzung des Frequenzbandes und für frequenzabhängige Gegenkopplungen sollten symmetrisch zu den beiden im Baustein integrierten Verstärkerzügen angeordnet sein.

 

Schutzschaltungen für NF-Endstufen

 

16.33 Hochleistungsendstufe 

 

Die Schaltung zeigt die linke Endstufe eines Stereo-Steuergeräts von Saba, die eine Leistung von 25 W Sinusleistung liefert. Um die Transistoren vor Überlastung und Überhitzung zu schützen, werden elektronische Sicherungen verwendet. Eine mögliche Überlastungsursache könnte ein Kurzschluss in der Lautsprecherleitung sein. Die Überlastung kann auch durch Übersteuerung der Endstufe entstehen.

Die Treiber- und Endstufen sind galvanisch gekoppelt, wobei die Treibertransistoren T3 (npn) und T4 (pnp) zur gegensätzlichen Steuerung dienen. Die Basisspannung wird durch die Serienschaltung von R1, R2/P2, D5 und D6 bestimmt. Durch die Verwendung von Siliziumdioden zur Temperaturkompensation wird die Basisspannung gegen Spannungs- und Temperaturschwankungen stabilisiert.

Die Basen der Treiberstufen werden von Transistor T2 wechselspannungsmäßig gesteuert. Die Steuerspannung wird gegen den angeschlossenen Lautsprecher auf etwa 1,5 V begrenzt. Bei steigender Belastung des Ausgangs oder einem Kurzschluss wird die Nf-Spannung an den Widerständen Rg und Rj größer. Jedoch kann die Spannung nicht größer werden als die begrenzte Steuerspannung abzüglich der Emitter-Basis-Schwellenspannungen der Transistoren T3/T5 bzw. T4. Dadurch wird der Kollektorstrom der Endtransistoren begrenzt.

Bei einer Überlastung fließt ein Ausgleichsstrom über den Widerstand R5 im Netzteil. Dieser Strom erhitzt sich und löst den Thermoschalter Mikrotherm bei +60 °C aus, wodurch die Betriebsspannung der Vorstufen abgeschaltet wird. Dadurch erhalten die Endstufen keine Steuerspannung mehr und die Überlastung wird beendet. Nachdem sich die Endstufen abgekühlt haben, schaltet das Gerät automatisch wieder ein.

Um den Arbeitspunkt des gesamten Endverstärkers zu stabilisieren, wird der Lautsprecherausgang gleichspannungsmäßig über eine Widerstandskette mit dem Potentiometer P1 auf den Emitter des Transistors T1 gegengekoppelt. Ein Kondensator C schließt die überlagerte Tonfrequenzspannung kurz. Mit dem Trimmwiderstand P1 kann der Gleichspannungs-Nullpunkt am Lautsprecherausgang abgeglichen werden. Eine Drossel Dr verhindert das Eindringen von HF-Energie in den NF-Teil der Schaltung.

 

16.34 Kurzschlussfester Integrierter Nf-Verstärker

 

Im integrierten Nf-Verstärker Typ SL 403 D von Plessey ist die Kurzschlusssicherung bereits enthalten. Der Baustein bildet einen vollständigen Nf-Verstärker mit einer Ausgangsleistung von 3 W und einem Klirrfaktor von weniger als 0,3 %. Die Kurzschlusssicherung schützt vor Gleich- und Wechselstrom-Dauerkurzschlüssen, die von den Eingangs- oder Ausgangsklemmen gegen Erde auftreten können. Der folgende Schaltungs-Ausschnitt zeigt die entsprechenden Komponenten.

In der Schaltung sind neben den Dioden- und Verstärkersystemen auch ein integriertes Thyristorsystem D2 vorhanden. Ein Thyristor ist ein steuerbarer elektronischer Schalter, der durch einen Spannungsimpuls an seiner Steuerelektrode eingeschaltet wird und in diesem Zustand bleibt, auch wenn die Steuerspannung abfällt. Er kehrt erst in den Sperrzustand zurück, wenn der Arbeitsstromkreis unterbrochen wird.

T15 und T16 sind die beiden Ausgangstransistorsysteme. Wenn sie überlastet werden, steigt der Spannungsabfall an den in ihren Kollektorkreisen befindlichen Schutzwiderständen (1,5 Ohm oder 1,0 Ohm). Wenn dieser Wert einen bestimmten Schwellenwert überschreitet, "zündet" der Thyristor. Das bedeutet, dass seine Kathoden-Anoden-Strecke leitend wird und die Basisanschlüsse der Transistorsysteme T9 und T10 auf ein hohes positives Potential von 800 Ohm gelegt werden. Die beiden Transistoren schalten ebenfalls durch und verkürzen somit die zu hohe Signalspannung, die zur Überlastung führen würde. Sie ziehen auch die Vorspannungen der Treiberstufen T14 und T8 herunter, wodurch der Ausgangsstrom der Endstufe begrenzt wird.

Da der Thyristor eingeschaltet bleibt, auch wenn der Ausgangskurzschluss entfernt wird, muss der Verstärker durch kurzzeitiges Ausschalten und Wiedereinschalten der Spannungsversorgung neu gestartet werden. Dies ist jedoch wesentlich einfacher als das Auswechseln einer durchgebrannten Schmelzsicherung. Eine automatische Wiedereinschaltung nach einer bestimmten Zeit wäre weniger praktikabel, um die Übersteuerung oder den Kurzschluss zu beheben.

 

HiFi-Anlagen

 

16.41 und 16.42 Verstärker nach DIN 45 500

 

Im Bild 16.41 und 16.42 werden die Anforderungen und Messverfahren gemäß den DIN-Blättern 45 500 für Verstärker dargestellt. HiFi steht für "high fidelity" und bedeutet hohe Klangtreue. Um die Qualität von Wiedergabeanlagen, die als HiFi bezeichnet werden, zu gewährleisten, wurden Grenzwerte und Messverfahren festgelegt. Eine HiFi-Fachwerkstatt sollte über diese Unterlagen sowie die erforderlichen Messgeräte verfügen, um Verstärker entsprechend zu überprüfen. Die DIN-Blätter behandeln die Eigenschaften von UKW-Empfangsteilen, Plattenspielern, Tonbandgeräten, Mikrofonen, Lautsprechern und Verstärkern. Im Folgenden werden die wichtigsten Begriffe für Verstärkermessungen nach DIN 45 500 Blatt 6 kurz erläutert:

1. Übertragungsbereich: Der Übertragungsbereich, auch als Frequenzgang bezeichnet, sollte von 40 Hz bis 16 kHz reichen. Für sogenannte lineare Eingänge sind Abweichungen von höchstens ± 1,5 dB bei der Durchlaßkurve zulässig. Bei "entzerrten Eingängen", bei denen Höhen- und Tiefeneinsteller im Verstärkungszug vorhanden sind, dürfen Abweichungen von höchstens ± 2 dB auftreten. Die Ausgangsamplitude bei 1000 Hz dient als Bezugspegel mit 0 dB. Abweichungen von der linearen Durchlaßkurve werden als lineare Verzerrungen bezeichnet.

2. Kanalunterschiede bei Stereogeräten: Dieser Wert gibt an, um wie viel der Übertragungsbereich der beiden gleichwertigen Stereokanäle voneinander abweichen darf. Bei Messungen werden beide Kanäle mit demselben Signal angesteuert, und die resultierenden Ausgangsspannungen werden verglichen. Die Unterschiede im Frequenzbereich von 250 Hz bis 6 kHz dürfen bis zu 3 dB betragen. Bei Geräten mit Balanceeinsteller sind bis zu 6 dB zulässig.

3. Nichtlineare Verzerrungen, Klirrfaktor: Wenn eine sinusförmige Eingangsspannung im Verstärker durch gekrümmte Kennlinien oder Übersteuerung verzerrt wird, entstehen im Ausgangsstrom harmonische Oberschwingungen. Der Klirrfaktor ist das Verhältnis des Effektivwerts aller entstandenen Harmonischen zum Effektivwert der Gesamtkurve. Er wird in Prozent angegeben und mit Hilfe von Klirrfaktormessbrücken oder Klirrfaktor-Analysatoren ermittelt. Nach der HiFi-Norm DIN 45 500 darf der Klirrfaktor höchstens 1 % betragen. Er steigt jedoch bei Übersteuerung deutlich an.

4. Intermodulationsfaktor: Bei der Messung des Intermodulationsfaktors werden zwei unterschiedliche Frequenzen auf den Verstärkereingang gegeben. Die entstehenden Misch

produkte werden mit einem selektiven Voltmeter herausgefiltert, gemessen und bewertet. Der Intermodulationsfaktor darf höchstens 3 % betragen. Die Messung erfolgt bei Vollaussteuerung mit den Frequenzen 250 Hz und 800 Hz bei einem Amplitudenverhältnis von 4:1.

5. Übersprechen: Bei einem Stereoverstärker sollten die Kanäle so gut voneinander entkoppelt sein, dass beim Aussteuern eines Kanals der andere stumm bleibt. Störendes Übersprechen kann durch Streukapazitäten zwischen den Verstärkerzügen auftreten. Die Übersprechdämpfung sollte bei 1000 Hz mindestens 40 dB betragen.

6. Fremdspannungsabstand: Nebengeräusche wie Brummen und Rauschen müssen mindestens 50 dB unter dem Nutzpegel bei 1000 Hz liegen. Dabei wird die Lautstärke auf einen im DIN-Blatt definierten Wert eingestellt.

7. Ausgangsleistung: HiFi-Verstärker sollten eine Mindestausgangsleistung bei höchstens 1 % Klirrfaktor liefern, um auch Lautsprecher mit geringem Wirkungsgrad ausreichend laut betreiben zu können. Bei Mono-Verstärkern beträgt die Mindestleistung mindestens 10 W, bei Stereo-Verstärkern mindestens 2 x 6 W. Die Leistung muss bei einem Sinus-Dauerton von 1 kHz mindestens zehn Minuten lang abgegeben werden.

Zur Beurteilung von HiFi-Verstärkern kann neben den Messungen nach DIN 45 500 auch eine gehörmäßige Prüfung mit Testplatten oder Musikplatten durchgeführt werden. Es ist jedoch wichtig, den individuellen Geschmack des Hörers zu berücksichtigen, da beispielsweise Liebhaber klassischer Musik andere Klangqualitäten bevorzugen können. Die Vollaussteuerung ist nicht immer ein zwingendes Kriterium für die Wiedergabequalität, da Lautsprecher auch leise gespielt werden können.

 

Anschlüsse für NF-Verstärker

 

16.51 bis 16.56 Anschlussschaltungen

Im Bild 16.51 bis 16.56 werden verschiedene Anschlussschaltungen gemäß der Norm DIN 45 524 für Tonabnehmer und Tonbandgeräte dargestellt. Für die Anschlüsse am Rundfunkempfänger hat sich die Bezeichnung "Diodenbuchse" etabliert, da dort die Spannung der ZF-Demodulatordioden abgegriffen werden kann. Die Frequenzantwort dieser Diodenspannung entspricht der Sendermodulation und wird nicht durch Klangregler des NF-Verstärkers verändert, wie es bei den Lautsprecherklemmen der Fall wäre.

In Bild 16.51 wird die Schaltung der Diodenbuchse für den Stereobetrieb gezeigt. Bei Mono-Verstärkern werden die Pole 1 und 4 bzw. 3 und 5 durch Drahtbrücken verbunden. Für den Übergang von Tonband auf Schallplatte muss man die Zuleitungen umstecken, da nur ein Buchsenpaar am Empfänger vorhanden ist.

 

 

 

Bild 16.52 zeigt die Anschlüsse bei einem Mono-Empfänger. Der Ratio-Detektor oder AM-Demodulator liefert die NF-Spannung über die Buchsen 1-4 für Tonbandaufnahme und Wiedergabe. Vorwiderstände (R1 und R2) entkoppeln das Bandgerät bzw. den Eingang des NF-Verstärkers. Bei größeren Geräten und Stereo-Empfängern werden separate Anschlüsse für Plattenspieler und Tonbandgerät verwendet, wie in Bild 16.53 dargestellt. Die Vorwiderstände haben hier spezifische Werte, um die Geräte voneinander zu entkoppeln.

 

 

In Bild 16.54 wird ein Beispiel für das Umschalten auf verschiedene Betriebsarten gezeigt. Hier steht der Schalter S1 auf "Ta, Tb" für die Stereo-Wiedergabe vom Tonbandgerät. Mit der Taste S2 wird auf den Tonabnehmer Ta für die Schallplattenwiedergabe umgeschaltet. Für Mono-Wiedergabe wird der Schalter S3 geschlossen.

 

 

Wenn ein Gerät eingebaute Lautsprecher hat, die durch externe Lautsprecherboxen ersetzt werden sollen, wird die Schaltung in Bild 16.55 verwendet. Hier wird der Einbaulautsprecher über einen Schaltkontakt S mit dem Verstärkerausgang verbunden. Der Anschlussstecker des externen Lautsprechers hat einen flachen Mittelstift und einen seitlichen runden Stift. Je nach Einsteckrichtung werden entweder nur der externe Lautsprecher oder beide Lautsprecher parallel betrieben.

 

 

Für das Abhören von Stereo-Sendungen mit einem Stereo-Kopfhörer wurde eine spezielle Steckverbindung gemäß DIN 45 327 genormt. In Bild 16.56a wird der Buchsenanschluss im Verstärker gezeigt, während Bild 16.56b den entsprechenden Stecker darstellt. Dabei werden die beiden Kopfhörermuscheln L und R angeschlossen, und der Masseanschluss 1 dient zur Abschirmung der Kabel.

Bei einigen Ausführungen werden zusätzliche Kontaktfedern verwendet, die beim Einstecken des Kopfhörers die Lautsprecherverbindungen trennen.

 

17. Stromversorgung

 

 

17.01 bis 17.04 Röhrenempfänger für Wechselstrom

 

Die Betriebsspannungen für Röhrenempfänger werden aus dem Wechselstromnetz über einen Transformator entnommen. Dadurch können beliebige Spannungen erzeugt werden, wobei die Anodenspannung höher sein kann als die Netzspannung. Durch Umschalten der Primärwicklung können Netze mit unterschiedlichen Nennspannungen immer die gleichen Sekundärspannungen liefern.

In Bild 17.01 wird die Stromversorgung eines älteren Röhrenempfängers mit einer Zweiweg-Vakuumgleichrichterröhre vom Typ RGN gezeigt. Der Netzschalter trennt normalerweise beide Netzpole ab. In einigen Exportempfängern für skandinavische Länder wird dies vorgeschrieben, um auch im ausgeschalteten Zustand keine Gefahr von Durchschlägen zu den angeschlossenen Antennen- und Erdleitungen zu haben. Die Primärseite des Netztransformators verfügt manchmal über bis zu fünf Anzapfungen für verschiedene Netzspannungen. Inzwischen sind die Netzspannungen der Energieversorgungsunternehmen auf 220 V vereinheitlicht worden, und für Netze mit Spannungen von 110 bis 125 V gibt es oft nur eine Anzapfung, die auf den Mittelwert von 117 V ausgelegt ist.

Gleichrichterröhren erfordern eine separate Heizwicklung, die auf dem positiven Potenzial der Anodenspannung liegt. Die Anodenspannungswicklungen sind für Hochfrequenz mit Kondensatoren von 2 x 5 nF überbrückt, um Brummodulationen und andere HF-Störungen zu verhindern. Diese Kondensatoren werden hohen Spitzenwerten ausgesetzt, ebenso wie die zuvor erwähnten Störschutzkondensatoren auf der Primärseite. Bei einem Durchschlag muss unbedingt wieder ein Typ mit hoher Prüfspannung (500 Veff) eingebaut werden. Anodenspannungsgleichrichter dieser Art arbeiten in der Regel mit einer Drossel in der Siebkette und relativ kleinen Siebkondensatoren von 8...16 µF - dies war damals eine Frage des Preises.

Der nächste Schritt war der Ersatz der Gleichrichterröhre durch Selen-Zweiweggleichrichter, wie in Bild 17.02 dargestellt. Dies sparte die Heizwicklung und den Heizstromverbrauch für die Gleichrichterröhre und führte zu geringerer Verlustwärme und Platzersparnis.

Brückengleichrichter nach Bild 17.03 vereinfachten den Aufbau des Netzteils weiter. Es wurde nur noch eine durchgehende (nicht angezapfte) Wicklung für die Anodenstromversorgung benötigt. Diese Anordnung ist auch typisch für die Stromversorgung von Heimempfängern, die mit Transistoren ausgestattet sind. Siliziumdioden werden als Gleichrichter verwendet. Alle vier Dioden sind zu einer Komponente zusammengefasst und in Kunststoff gekapselt.

Röhrenbestückte Empfänger sind in Musiktruhen am längsten verbreitet, da ein solches Möbelstück vom Benutzer nicht so leicht außer Betrieb gesetzt wird wie ein einfacher Tischempfänger. Daher wird in Bild 17.04 die vollständige Schaltung eines solchen Netzteils gezeigt. Die Primärseite des Netztransformators ist von 220 V auf 120 V umschaltbar. Dafür muss auch die Netzsicherung ausgetauscht werden. Der Brückengleichrichter für die Anodenspannung ist auf der Wechselspannungsseite für Hochfrequenz mit 22 nF überbrückt (siehe Bild 17.01). Mit den heute üblichen Lade- und Siebkondensatoren von 50 µF und mehr sowie Serienwiderständen in der Siebkette kann eine gute Brummunterdrückung erreicht werden. Zwei Siebglieder sind vorgesehen.

Hinter dem ersten mit R = 68 Ω und C = 50 µF wird die Anodenspannung von +270 V für die Endröhren abgegriffen. Ein zweites Siebglied mit 180 Ω + 68 Ω reinigt die Spannung von +260 V für die Vorstufen. An dem 68-Ω-Widerstand in der negativen Leitung liegt eine Teilspannung von 7,5 V. Diese dient als feste negative Vorspannung für die Endröhren. Der Heizkreis versorgt die Skalenlampen und Empfängerröhren mit Strom. Dabei werden die Heizfäden für die Mischstufe und für den UKW-Baustein durch Kondensatoren mit 10 nF Kapazität für Hochfrequenz überbrückt. Eine Drossel sperrt hochfrequente Störspannungen ab. Für die Fehlersuche im Netzteil wurden in Bild 10.04 Hinweise gegeben

 

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17.05 Netzteilschaltung

 

Bild 17.05 zeigt ein Beispiel für ein Allstrom-Netzteil. Der Allstrom-Netzempfänger mit Röhren ist heutzutage ein ausgestorbener Gerätetyp, aber das Schaltungsprinzip findet sich in der Heizstromversorgung von Fernsehempfängern wieder. Es ist möglich, dass Servicetechniker immer noch solche Geräte in Gebieten mit privaten Gleichstromversorgungsnetzen warten müssen, daher wird hier ein Schaltungsbeispiel gezeigt.

Die Röhren haben alle den gleichen Heizstrom. Ihre Heizfäden, die Skalenlampen und ein Vorwiderstand Ry sind in Reihe an der vollen Netzspannung angeschlossen. Um die empfindlichen Skalenlampen vor dem hohen Einschaltstromstoß zu schützen, ist ein Heißleiter mit großem Kaltwiderstand in die Schaltung integriert. Wenn eine Skalenlampe durchbrennt, wird der gesamte Heizstrom durch diesen Nebenschluss geleitet. Der Heißleiter heizt sich auf, sein Widerstandswert sinkt und der Heizstrom steigt so weit an, dass der Empfang nicht unterbrochen wird.

Bei Empfängern mit hoher Heizspannung und niedriger Netzspannung werden normalerweise zwei parallele Heizkreise gebildet. Die Anodenspannung wird durch Einweggleichrichtung erzeugt. Die Gleichrichterröhre, in diesem Fall eine UY 85, ist direkt geheizt und befindet sich am Ende des Heizkreises. Dennoch tritt zwischen Kathode und Faden ein großer Potentialunterschied auf, der bei abgenutzten Röhren zu störendem Rauschen führen kann. Hochfrequenz-Ableitkondensatoren und die Induktivitäten Dr drosseln den Heizkreis gegen Hochfrequenz-Störungen an dem Punkt, an dem sich die empfindliche erste NF-Röhre und die Mischröhre befinden.

Bei Allstromgeräten liegt fast immer das typische Blechchassis für damalige Empfänger an einer Netzleitung und kann eine hohe Spannung gegen Erde haben. Beim Service ist es unbedingt erforderlich, einen Trenntransformator zur Verbindung mit dem Lichtnetz zu verwenden!

 

17.06 Elektronischer Spannungsstabilisator für Transistorempfänger

 

Im Bild 17.06 sieht man einen elektronischen Spannungsstabilisator für transistorbestückte Empfänger, insbesondere solche, die Gegentakt-B-Betrieb verwenden. Ohne eine Stabilisierung würde die Betriebsspannung bei starker Aussteuerung und erhöhtem Stromverbrauch abfallen, was zu Verzerrungen führen könnte. Die Stabilisierung erfolgt durch einen steuerbaren Längswiderstand, der in die Versorgungsleitung eingefügt wird. Über einen Spannungsteiler R1/R2 an den Ausgangsklemmen wird die Teilspannung am Widerstand R2 rückgeführt und mit einer konstanten Bezugsspannung verglichen. Wenn die Ausgangsspannung abfällt, wird eine Steuerspannung erzeugt, die den Wert des Vorwiderstands Ry verringert. Dadurch fließt mehr Strom im Hauptkreis und die Spannung an den Ausgangsklemmen wird auf den Sollwert eingestellt.

 

17.07 Elektronischer Spannungsstabilisator mit Transistor

 

Im Bild 17.07 wird ein Transistor als steuerbarer Längswiderstand verwendet. Hier genügt es, die gesamte Lastspannung einer durch eine Z-Diode erzeugten Referenzspannung entgegenzuschalten. Die Spannung UBE zwischen Basis und Emitter des Transistors hat die erforderliche Richtung. Die Gleichspannung wird durch einen Netztransformator und einen Zweiweggleichrichter erzeugt, mit einem Ladekondensator von 500 pF geglättet und dem Regeltransistor AD 161 zugeführt. Die Z-Diode liegt über 150 Ω + 150 Ω an der Oberspannung des Stabilisators und liefert die Referenzspannung im Basiskreis. Diese Stabilisierung verbessert auch die Brummsiebung, da der parallel zur Diode liegende 100-pF-Kondensator mit einer um den Stromverstärkungsfaktor des Transistors erhöhten Kapazität wirkt.

 

17.08 Elektronischer Spannungsstabilisator mit Brückengleichrichter

 

Im Bild 17.08 wird ein Brückengleichrichter verwendet, um eine Gleichspannung von etwa 34 V zu liefern. Der Regeltransistor AD 150 liegt in der Minusleitung und wird über einen Regelverstärker mit dem Transistor AC 122 gesteuert, um die Regelwirkung zu verbessern. Eine Z-Diode D1 mit kleinem Nennstrom wird verwendet, um eine zusätzliche Stabilisierung zu ermöglichen. Die auf 24 V stabilisierte Spannung wird über einen Spannungsteilerwiderstand von 150 Ω durch eine weitere Z-Diode D2 auf +15 V gegen Masse stabilisiert. Die Spannung von -9 V, die über den Spannungsteilerwiderstand abfällt, dient ebenfalls zur Stromversorgung der umfangreichen Empfängerschaltung mit npn- und pnp-Transistoren. Die Wahl der Bezugsleitung (Minusleitung, mittlere Spannung oder Plusleitung) variiert je nach Transistorempfänger. Beim Überprüfen der Schaltung müssen die Messinstrumente entsprechend angeschlossen werden.

Zur Stabilisierung von Gleichspannungen wurden integrierte Schaltungen entwickelt, die alle Elemente eines solchen Regelkreises in einem kleinen Transistorgehäuse enthalten. Mit diesen Schaltungen können Ströme bis zu 20 mA stabilisiert werden. Für größere Ströme können Leistungstransistoren verwendet werden, um stabilisierte Netzteile mit Strömen von mehreren Ampere zu schaffen.

 

Reiseradios

 

17.11 Batteriebetrieb mit Trockenbatterien

 

Im Bild 17.11 wird der einfachste Fall des Batteriebetriebs von Reiseempfängern dargestellt. Trockenbatterien werden parallel zur Batterie mit einem Elektrolytkondensator hoher Kapazität geschaltet. Dies verhindert, dass die Klemmenspannung der Batterie bei starken Dynamikspitzen kurzzeitig zusammenbricht, insbesondere wenn die Batteriezellen überaltert sind. Der Kondensator wird hinter dem Schalter angeschlossen, um sicherzustellen, dass er im ausgeschalteten Zustand des Geräts keine Belastung für die Batterie darstellt. Die Endstufe des Geräts wird mit der vollen Batteriespannung versorgt, während die Spannung für die Vorstufen über ein Siebglied (Tiefpass) entnommen wird, um sie von den Stromänderungen zu entkoppeln, die beim Aussteuern der Endstufe auftreten können. In diesem Fall ist der Minuspol der Batterie mit der Bezugsleitung verbunden.

 

17.12 Batteriebetrieb mit umgekehrter Polarität

 

Im Bild 17.12 sehen wir eine ähnliche Anordnung, jedoch mit dem Unterschied, dass der Pluspol der Batterie mit der Bezugsleitung verbunden ist. Die volle Batteriespannung von -6 V wird zu den Endstufen geführt. Hinter dem ersten Siebglied wird eine Spannung von -5,6 V für die Vorstufen abgegriffen. Von diesem Punkt aus liegt ein Spannungsteiler bestehend aus einem 4,7 kΩ-Widerstand und einem VDR-Widerstand vor. An diesem Punkt wird eine stabilisierte Spannung von -1,35 V erzeugt. Nach der Siebung über 100 Ω und 160 µF wird diese Spannung als Basisvorspannung für die Transistoren des Geräts verwendet, um sie gegen Temperaturschwankungen und andere Einflüsse zu stabilisieren, wie in Kapitel 6 im Abschnitt "Betriebswerte des Transistors" behandelt.

 

17.13 Batterieempfänger mit Vorstufenstabilisierung

 

Im Bild 17.13 sehen wir das Stromversorgungsteil eines hochwertigen Reiseempfängers, bei dem die Betriebsspannungen für die Vorstufen über eine Regelschaltung mit dem Transistor BC 252 als steuerbaren Widerstand stabilisiert werden. Diese Stabilisierung ist besonders wünschenswert, um die Oszillatoren in den Mischstufen mit einer konstanten Spannung zu betreiben und so Frequenzabweichungen und Verstimmungen zu vermeiden. Die Funktionsweise dieser Schaltung wurde bereits in den Bildern 17.06 bis 17.08 erläutert.

 

17.14 Netzteiladapter

 

Im Bild 17.14 sehen wir die Schaltung eines Netzteiladapters, der es ermöglicht, einen tragbaren Empfänger an einer Steckdose zu betreiben. Dies ist besonders nützlich, wenn man das Gerät zu Hause verwenden möchte, ohne auf die Batterien angewiesen zu sein. Das Netzgerät ist so konstruiert, dass es in das Batteriefach des Empfängers passt.

Die Schaltung verwendet einen Brückengleichrichter, um die Wechselspannung in Gleichspannung umzuwandeln. Diese Gleichspannung wird durch den Leistungstransistor AD 155 auf 7,5 V stabilisiert. Die Eingangsspannung der Regelschaltung kann zwischen 9 und 14 V variieren, während die Ausgangsspannung nur um ± 0,15 V schwankt. Dadurch bleibt die Spannung stabil, unabhängig von Schwankungen in der Eingangsspannung.

 

17.15 Batterieempfänger mit eingebautem Netzteil

 

Im Bild 17.15 sehen wir die Schaltung eines Reiseempfängers von Schaub-Lorenz, der über ein eingebautes Netzteil verfügt. Dies ermöglicht es, den Empfänger entweder mit Batterien oder über das Netzteil zu betreiben.

Beim Einstecken des Netzkabels wird durch einen Umschaltkontakt die Stromversorgung von Batteriebetrieb auf Netzbetrieb umgeschaltet. Die Plusleitung des Brückengleichrichters wird anstelle der Batterieleitung verwendet und liefert eine Spannung von +9 V. In der Minusleitung befindet sich ein Regeltransistor vom Typ AC 117, der diese Spannung stabilisiert.

Eine bemerkenswerte Eigenschaft der Schaltung ist die Verwendung von Ferritperlen (Ferritdrosseln) über den Zuleitungen zur Z-Diode. Dies dient dazu, hochfrequente Rauschstörungen zu reduzieren, die bei Z-Dioden auftreten können, da sie im Durchbruchsgebiet betrieben werden. Die Ferritdrosseln blockieren diese Hochfrequenzrauschen und verhindern, dass sie die Empfängerstufen erreichen.

Die Endstufe des Empfängers wird mit 4-9 V versorgt. Die Betriebsspannungen für die Vorstufen werden weiter gesiebt, und ihre Basisspannungen werden durch eine zusätzliche Z-Diode konstant gehalten. Dies gewährleistet eine stabile Betriebsspannung für die verschiedenen Stufen des Empfängers.

Ein weiterer Vorteil von Batterieempfängern mit eingebautem Netzteil besteht darin, dass die Batterie während des Netzbetriebs durch einen kleinen Ladestrom aufgefrischt werden kann. Dadurch lässt sich die Lebensdauer der Batterie erheblich verlängern. Das Gerät Atlanta von Telefunken arbeitet mit einer solchen Schaltung, wie in [2] beschrieben.

 

17.16 Einfache Netz-Batterieumschaltung

 

Eine sehr einfache und selbsttätige Umschaltung zwischen Netz- und Batteriebetrieb kann bereits mit nur einer Schaltdiode realisiert werden. In dieser Schaltung wird das Netzteil so dimensioniert, dass es über einen Zweiweggleichrichter mit den Dioden BA 148 eine Gleichspannung von etwa -10 V für das Gerät liefert.

Diese -10 V werden über die Siliziumdiode BY126 gegenpolig zur Batteriespannung gelegt. Selbst bei einer frischen Batterie ergibt sich daher eine Sperrspannung U8 = -10 V + 9 V = -1 V an der Diode. Dadurch wird die Batterie vom Empfangsteil abgeschaltet.

Wenn der Netzstecker gezogen wird, entfällt die Gegenspannung und die Schaltdiode wird mit der vollen Batteriespannung in Durchlassrichtung vorgespannt. Die Diode schaltet durch und legt die Batterie an die Empfängerstufen an. Dadurch wird der Empfänger automatisch auf Batteriebetrieb umgeschaltet, wenn das Netzteil nicht mehr angeschlossen ist.

 

17.17 Transistorumschalter

 

Im Reiseempfänger "Transit" von Nordmende wird der Transistor Tl als elektronischer Umschalter verwendet. Wenn der Netzstecker gezogen wird, liegt die Basis des Transistors Tl über den Widerstand R1 auf dem Kollektorpotential. Dadurch leitet der Transistor und legt die Batteriespannung an die Empfängerstufen, die hier vereinfacht durch die Belastung Rl dargestellt sind.

Parallel zur Last ist der Basiskreis des Transistors T2 mit der Diode D1 und der Skalenlampe L geschaltet. Die Basis des Transistors T2 ist durch die Diode positiv vorgespannt, wodurch der Transistor sperrt.

Wenn der Tastschalter S gedrückt wird, wird kurzzeitig Spannung an die Skalenlampe angelegt, um die Stationseinstellung zu beleuchten. Im Netzbetrieb fungieren die Transistoren T2 und T3 als stabilisierender Spannungsregler. Die Betriebsspannung U-2 ist dann höher als die höchste Batteriespannung Up. Dadurch wird die positive Basisvorspannung Ube des Transistors Tl erreicht und der Transistor sperrt, wodurch die Batterie abgetrennt wird.

Der Transistor T3 dient als Steuertransistor zur Regelung der Spannung. Im Netzbetrieb schaltet er außerdem die Diode D1 durch, so dass die Skalenlampe L kontinuierlich brennt.

 

17.18 Umschaltmöglichkeit für Batterie-, Netz- und Autobetrieb

 

In manchen Reiseempfängern besteht die Möglichkeit, sie nicht nur mit eingebauten Batterien oder dem eingebauten Netzteil zu betreiben, sondern auch in einer speziellen Halterung im Auto, indem sie aus der Autobatterie gespeist werden. In der vorliegenden Schaltung werden alle drei Spannungsquellen durch einen gemeinsamen Einschalter (S1 bis S3) betätigt.

Wenn sich der Empfänger außerhalb des Autos befindet und die 12-V-Batterie entfällt, liefert die aus sechs Monozellen bestehende Trockenbatterie eine maximale Spannung von 9 V über eine in Durchlassrichtung vorgespannte Diode an den Empfangsteil. Wenn der Netzstecker gezogen wird, wird die gleichgerichtete Spannung über den Regeltransistor auf 9,7 V stabilisiert. Die Diode D1 sperrt in diesem Fall und verhindert eine Stromentnahme aus der Batterie. Über einen 330-Ohm-Widerstand wird sogar ein kleiner Regenerierungsstrom an die Batterie abgegeben, um ihre Lebensdauer zu verlängern. Der Schalter S4, der hier vereinfacht dargestellt ist, ist im entsprechenden Gerät (Blaupunkt Derby) so konzipiert, dass das Skalenlämpchen im Netzbetrieb kontinuierlich brennt, im Batteriebetrieb jedoch nur kurzzeitig zum Aufleuchten gebracht werden kann.

Beim Betrieb aus der Autobatterie liegen die gleichen Bedingungen wie im Netzbetrieb vor. Der Regeltransistor AD 161 stabilisiert die 12-V-Spannung der Autobatterie auf 9,7 V für den Empfangsteil. Die eingebauten Monozellen werden entlastet und regeneriert.

 

Autoradios

 

17.21 bis 17.23 Von 6 V auf 12 V

 

Früher gab es Kraftfahrzeuge mit entweder einer 6-V- oder einer 12-V-Batterie. Damals konnten Autosuper (Auto-Radioempfänger) auf beide Spannungen umgeschaltet werden. Dies erforderte zusätzlichen Aufwand und die Leistung bei 6 V war geringer als bei 12 V. Heutzutage werden jedoch nur noch Fahrzeuge mit 12-V-Bordnetzen ausgeliefert und daher sind auch Autosuper nur für diese Betriebsspannung ausgelegt. Wenn ein solches Gerät in einem Fahrzeug mit 6-V-Batterie betrieben werden soll, muss ein Spannungswandler verwendet werden, der die Spannung von 6 V auf 12 V Gleichspannung umwandelt.

Ein solcher Spannungswandler besteht im Wesentlichen aus einem Unterbrecher oder Zerhacker, einem Übertrager und einem Gleichrichter. Der Zerhacker wandelt die Batteriegleichspannung durch periodisches Ein- und Ausschalten in eine Rechteckwechselspannung um. Diese wird dann durch den Übertrager in eine höhere Spannung transformiert und hinter dem Gleichrichter zur gewünschten höheren Spannung von 12 V.

Statt der früher üblichen elektromechanischen Zerhackerpatronen mit Schwingkontakten werden heutzutage Transistorschalter verwendet, und die Schwingungserzeugung und Aufwärtstransformation werden in einem Übertrager kombiniert. Der Wandler besteht aus einer Schwingschaltung, die durch die Wicklungen W1 und W3 stark rückgekoppelt ist. Der Transistor wird dadurch stark übersteuert und erzeugt eine rechteckförmige Spannung. Diese rechteckförmige Spannung führt zu einem besseren Wirkungsgrad und Verzerrungen spielen dabei keine Rolle. Die Sekundärwicklung W2 und der Gleichrichter sind so gepolt, dass der Gleichrichter leitet, wenn der Transistor sperrt. Die hohen Induktionsspannungen, die beim Abschalten des Transistors in den Wicklungen auftreten, werden gleichgerichtet und liefern die Ausgangsleistung. Diese Schaltung wird als Sperrwandler bezeichnet, da die im Übertrager gespeicherte Energie während der Sperrzeit des Transistors auf der Sekundärseite entnommen wird. Dadurch wird der Transistor bei Kurzschlüssen auf der Sekundärseite nicht überlastet. Eine relativ hohe Zerhackerfrequenz wird gewählt, um einen kleinen Eisenkern für den Übertrager zu benötigen. Ein Beispiel für einen solchen Sperrwandler ist der DC-Wandler von Blaupunkt.

Der Spannungswandler ist dauerhaft an die Spannung der 6-V-Fahrzeugbatterie angeschlossen, jedoch fließt im Ruhezustand kein Strom. Erst wenn der Autoempfänger eingeschaltet wird, bildet sich ein Stromkreis über die Drossel, die Sekundärwicklung des Übertragers und die beiden in Durchlassrichtung geschalteten Dioden. Dem Empfänger wird also beim Einschalten direkt die Batteriespannung zugeführt.

Parallel zur Diode liegt ein Spannungsteiler, der einen Teilstrom erzeugt. Dieser Teilstrom schaltet den Transistor durch, wodurch ein Kollektorstrom zu fließen beginnt. Dieser Kollektorstrom induziert auf der Sekundärseite des Übertragers eine Spannung, die sich zur Batteriespannung addiert und hinter dem Gleichrichter die gewünschte höhere Spannung von 12 V erzeugt.

Die Spannung auf der Sekundärseite wird jedoch nur während des Stromanstiegs induziert. Sobald der Strom nicht mehr ansteigt, bricht die Spannung zusammen und es kommt zu einem Abschaltvorgang. Die im Übertrager gespeicherte magnetische Energie wird freigesetzt und lädt einen Kondensator auf. Dieser Ladestrom hat eine entgegengesetzte Richtung und erzeugt eine Spannung mit entgegengesetzter Polung, die die Diode sperrt und den Strom unterbricht. Dadurch wird auch der Transistor gesperrt. Der Kondensator entlädt sich wieder und das Spiel beginnt von vorne - die Schaltung schwingt. Während jeder Schwingungsphase wird ein Kondensator parallel zum Verbraucher aufgeladen und unterhält den Verbraucherstrom während der Sperrphase. Der Wandler liefert also im Wesentlichen eine Spannung von 6 V, die auf die Batteriegleichspannung von 6 V aufgestockt wird.

Die Transistoren T2 und T3 halten den Wandler auch während kurzzeitiger Spannungseinbrüche, z. B. beim Einschalten des Fernlichts, in Betrieb. Wenn die Eingangsspannung zusammenbricht, entlädt sich ein Kondensator und schaltet über Transistor T2 Transistor T3 durch. Dadurch fließt ein Zusatzstrom, der bewirkt, dass der Wandler weiter schwingt und der Empfänger nicht aussetzt. Sobald sich die Eingangsspannung erholt hat, lädt sich auch der Kondensator wieder auf und die Hilfsschaltung mit den Transistoren T2 und T3 geht wieder in den Wartezustand.

Wandler dieser Art erreichen einen Wirkungsgrad von 70-80 % und die Schwingfrequenz wird typischerweise zwischen 2 und 4 kHz gewählt. Ein ähnliches Prinzip wird beispielsweise in einem 6/12-V-Spannungswandler von Grundig verwendet.

 

17.24 Spannungswandler für Diodenabstimmung

 

Für die Diodenabstimmung wird eine konstante Gleichspannung benötigt, die höher ist als die übliche Betriebsspannung von 6-12 V. In Heimempfängern kann diese höhere Spannung von 20-30 V aus einer separaten Wicklung am Netztransformator erzeugt und stabilisiert werden. Bei Reise- und Autoempfängern muss die Spannung jedoch aus der niedrigeren Betriebsspannung gewonnen und stabilisiert werden. Das Bild zeigt den Spannungswandler für einen Reiseempfänger, wobei die gleichen Überlegungen auch für Autoempfänger gelten. Bei tragbaren Koffergeräten ist die Situation besonders schwierig, da die Spannung der Trockenbatterie im Laufe der Zeit stark abfallen kann. Eine gute Stabilisierung ist daher erforderlich.

Die Stabilisierung erfolgt mit Hilfe des Längstransistors T1 und des Regelspannungsverstärkers T2 in der bekannten Schaltung. Der NTC-Widerstand dient zur Temperaturkompensation der Z-Diode D2. Der Trimmwiderstand R3 wird verwendet, um die Ausgangsspannung der Stabilisierung auf 5 V einzustellen. Die Diode D1 liefert beim Einschalten über den Widerstand R1 die positive Basisspannung für den Transistor, um den Stromfluss zu starten. Bei stark abgesunkener Batteriespannung wäre jedoch keine Stabilisierung möglich. Deshalb führt eine Leitung von der Ausgangsklemme für die Diodenabstimmungsspannung Uj über R2 zurück zum Eingang. Sobald der Wandler eingeschwungen ist, liefert diese Leitung die notwendige positive Basisvorspannung und sperrt gleichzeitig die Diode D1. An der Kathode der Diode liegen jetzt rund 4-15 V im Vergleich zu 5,4-9,5 V an der Anode.

Nach der Stabilisierungsstufe folgt der Spannungswandler mit dem Transistor T3. Dieser arbeitet nicht als Sperrwandler, wie im vorherigen Abschnitt beschrieben, sondern als Durchflusswandler. Die Wicklungen und Dioden sind so gepolt, dass die Dioden zur gleichen Zeit wie der Schwingtransistor T3 durchschalten. Die Ausgangsleistung wird direkt aus der Batterie bezogen. In dieser Schaltung steigt die Ausgangsspannung im Leerlauf nicht an, was für sehr konstante Ausgangsspannungen günstig ist. Der Wandler entnimmt eine feste Spannung von +7,5 V für den Empfänger-Oszillator, damit dieser auch bei abgesunkener Batteriespannung einwandfrei funktioniert. Die maximale Diodenabstimmspannung Uj beträgt +21 V. Der Wandler schwingt mit 22 kHz, was außerhalb des Hörbereichs liegt und nur wenig Aufwand an Siebmitteln erfordert.

 

18. Rundfunkempfänger der ersten und zweiten Generation

Mit dem Aufkommen von integrierten Schaltungen wurde ein neuer Begriff in der elektronischen Technik eingeführt - die "Geräte der dritten Generation". Röhrenempfänger gehören zur ersten Generation, während Empfänger mit Einzeltransistoren zur zweiten Generation gehören. Eine Unterteilung der Empfängerklassen kann wie folgt vorgenommen werden:

1. Taschenempfänger: Diese kleinen Empfänger wurden erst durch die Transistortechnik möglich. Sie sind in der Regel für den Mittelwellenbereich mit einer Ferritantenne ausgestattet. Geräte mit UKW-Bereich verfügen über eine ausziehbare Stabantenne.

2. Reiseempfänger: Diese Art von Empfängern, auch als "Kofferempfänger" bekannt, sind kleiner als ein Reisekoffer. Transistorempfänger dieser Art bieten bereits alle Funktionen eines Mono-Heimempfängers mit mehreren Wellenbereichen, einschließlich UKW, und einer Ausgangsleistung von mehreren Watt. Größere Modelle enthalten oft ein eingebautes Netzteil für den Betrieb an der Steckdose. Einige können auch als Autosuper verwendet werden und verfügen über einen gut ausgebauten Kurzwellenteil für Übersee-Empfang und den Empfang von KW-Amateurstationen. Antennenausstattung: Ferritantenne und Teleskopstabantenne. Die Möglichkeit, eine Langdrahtantenne anzuschließen, um die Empfangsleistung zu verbessern, wird jedoch selten genutzt.

3. Autoempfänger: Autoempfänger gehören eher zur Kategorie der Reiseempfänger als zu den Heimempfängern. Sie bieten in der Regel eine höhere Klangleistung als Reiseempfänger, da die Autobatterie leistungsstärkere Endstufen ermöglicht und eine höhere Lautstärke erforderlich ist, um die Fahrgeräusche zu übertönen. Autoempfänger sind oft mit Abstimmhilfen ausgestattet, um den Fahrer nicht zu sehr abzulenken. Die Bedienelemente sind meist als Stationstasten ausgeführt oder es ist eine Suchlaufautomatik vorhanden, die beim Antippen einer Taste automatisch zum nächsten empfangswürdigen Sender wechselt. Die bekannte Teleskopstabantenne dient als Antenne. Die Eingangsschaltungen der Geräte sind so konzipiert, dass sie in allen Bereichen eine gute Leistung erzielen. Stereoempfangsfähige Autoempfänger sind nur in wenigen Modellen auf dem Markt, meist in Verbindung mit Kassetten-Abspielgeräten.

4. Heimgeräte für Mono-Empfang: Röhrenbestückte Modelle erfordern aufgrund der Größe der Röhren und der Wärmeentwicklung recht große Gehäuse. Transistorempfänger können flach, klein und modern gestaltet werden. Sie passen gut in moderne Regalwände. Trotz ihrer geringen Abmessungen ermöglichen Transistoren eine größere Ausgangsleistung als Röhren. Daher können die Lautsprechersysteme ebenfalls kleiner sein und dennoch genügend Schalleistung für Wohnräume liefern. Einige Modelle verfügen über Zeitschaltuhren. Um einen guten Fernempfang zu gewährleisten, sollten diese Empfänger trotz der in den Gehäusedipolen eingebauten Ferritantennen mit einer Außenantenne betrieben werden.

5. Stereo-Heimempfänger: Diese Geräte sind ebenfalls flach und für die Aufstellung in Regalwänden konzipiert. Der Stereo-Effekt kann nur mit separaten Lautsprechern erzielt werden.

6. Empfänger mit integriertem Kassetten-Tonbandgerät: Sie sind die Nachfolger von Geräten, bei denen ein Plattenspieler mit einem Empfänger kombiniert wurde. Sie ermöglichen nicht nur das Abspielen von Musikprogrammen aus eigenen Beständen, sondern auch das Aufzeichnen von Radioprogrammen auf Band oder eigene Mikrofonaufnahmen.

7. HiFi-Anlagen: Hier gibt es leider eine gewisse Verwirrung bei der Bezeichnung. Es gibt zwei Geräteklassen:
A) Ein HiFi-Empfangsteil mit NF-Vorstufenausgang, an den ein HiFi-Stereoverstärker mit Endstufen angeschlossen wird. Diese Geräteklasse wird als "Tuner" bezeichnet, was irreführend ist, da der Begriff "Tuner" bereits lange Zeit vorher für den Abstimmteil von Fernsehempfängern verwendet wurde. Ein passender Ausdruck wäre "HiFi-Empfangsteil". Ein solches Gerät muss immer mit einem HiFi-NF-Verstärker ergänzt werden, der auch Eingänge für Tonabnehmer, Tonbandgeräte und Mikrofone enthält und größere Leistungen, etwa 2 x 25...60 W, liefern kann.
B) HiFi-Rundfunkempfänger mit NF-Verstärker und Endstufen. Wenn ein solches Gerät sehr teuer ist und einen vornehmen Eindruck vermitteln soll, bezeichnen einige Herstellerfirmen es gelegentlich als "Receiver", was eigentlich nur "Empfänger" bedeutet. Andere Firmen bezeichnen diese Geräteklasse als "Tuner-Verstärker". Ein deutscher Ausdruck dafür ist "Steuergerät".

Bei beiden Geräteklassen, dem HiFi-Empfangsteil und dem Steuergerät, liegt der Schwerpunkt auf dem UKW- bzw. Stereo-Empfang. Die Mindestwerte der HiFi-Norm DIN 45 500 werden in der Regel problemlos eingehalten, und oft sind die Eigenschaften sogar beträchtlich besser als von der Norm gefordert.

8. Musiktruhen: Im Gegensatz zu herkömmlichen HiFi-Anlagen enthalten Musiktruhen alle Komponenten wie Empfangsteil, NF-Verstärker, Plattenspieler und Tonbandgerät in einem Möbelstück. Für eine gute Stereo-Wiedergabe sollten sie jedoch mit zwei separaten Stereo-Lautsprechern ergänzt werden.

 

 

 

 

Im Bild 18.01 und 18.02 sieht man Blockschaltungen, die den Grundaufbau von Empfängerschaltungen darstellen. Die Symbole für die einzelnen Funktionseinheiten können je nach Hersteller variieren. Einige verwenden Rechtecke mit eingetragenen Schaltsymbolen, während andere Rechtecke mit Kurzzeichen für die Stufen und Kreise für Röhren oder Transistoren verwenden. Es gibt auch Varianten, bei denen der Kreis als Symbol für einen LC-Schwingkreis verwendet wird.

In den Blockschaltungen werden in der Regel keine Masseverbindungen dargestellt, sondern nur der Signalweg skizziert. Bei Stereo-Empfängern werden die Schaltelemente für den rechten und linken Kanal übereinander dargestellt. Der Schaltungsaufbau kann anhand der Anzahl der Abstimmkreise erkannt werden, wobei AM- und FM-Kreise getrennt gezählt werden. Die Leistungsfähigkeit des Geräts hängt von der Anzahl der Empfangsschwingkreise und der Verstärkersysteme ab. Schwingkreise, Bandfilter und Keramikfilter dämpfen unerwünschte Signale, während Verstärker die gewünschten Signale verstärken. In integrierten Schaltungen können mehrere Verstärkerstufen in einem Symbol zusammengefasst sein, was in Blockschaltungen jedoch nicht dargestellt werden kann.

Um die Schaltungen zu verstehen und die Eigenschaften von Empfängern abzuschätzen, ist es ratsam, die Schaltbilder nach einem festen Schema zu analysieren und die einzelnen Stromkreise genau zu verfolgen. Es empfiehlt sich auch, eine Stichwortkartei anzulegen, um relevante Informationen zu Schaltungsneuheiten schnell wiederfinden zu können.

Eine Schaltungsuntersuchung eines Empfängers mit eingebautem UKW-Bereich kann nach folgendem Schema vorgenommen werden:

A) Allgemeines: Röhren- bzw. Transistorbestückung und Stufenfolge ablesen, Anzahl der Abstimmkreise für AM und FM feststellen, Hilfskreise separat betrachten.
B) Hochfrequenzteil: Empfangsbereiche, Antennenkopplung, Bereichsumschaltung, AM- und FM-Oszillatorschaltung.
C) Zwischenfrequenzteil: Anzahl der ZF-Kreise und Bandfilter für AM und FM, Anzahl der ZF-Verstärkersysteme.
D) Demodulation: Art des AM-Detektors, Art des FM-Demodulators und Begrenzung.
E) Automatische Lautstärkeregelung: Regelspannungserzeugung bei AM und FM, Anzahl und Art der geregelten Stufen, Abstimmanzeige.
F) Niederfrequenzteil: Einkanal-Nf-Teil oder Stereo-Nf-Teil, Anzahl der Nf-Stufen je Kanal, Vorstufe, Treiberstufe, Endstufe, Lautstärkeeinsteller, Lautsprecher, Gegenkopplung und Klangeinsteller.
G) Stromversorgung: Stromart, Gleichrichter, Spannungsregler oder Umformer, Erzeugung der Gitter- bzw. Basisvorspannungen.
H) Besonderheiten: Scharfstimmschaltungen, Sendersuchlauf usw.

Mit diesem Schema können die Schaltungen analysiert und die einzelnen Funktionseinheiten verstanden werden. Die umfangreicheren Schaltungen der größeren Geräte erfordern jedoch oft zusätzliche Funktionsbeschreibungen in den Kundendienstschriften.

 

18.03 Schaltung des AM-Taschenempfängers

 

18.04 Blockschaltung zu Bild 18.03

 

Im Bild 18.03 sehen wir die Schaltung des AM-Taschenempfängers "Mikrobox" von Nordmende. Durch eine systematische Untersuchung der Nummernliste lässt sich die Blockschaltung im Bild 18.04 erstellen. Hier werden nur die relevanten Punkte für diesen kleinen Mittelwellen-Transistorempfänger behandelt.

I. Die Schaltung besteht aus einem Mischtransistor, 2 ZF-Transistoren, einer NF-Vorstufe, einer NF-Treiberstufe und einer komplementären Endstufe.
2.4 Die Empfangskreise und der Oszillatorkreis sind vorhanden.
4. Der Empfangsbereich ist für Mittelwelle.
5. Der Empfang erfolgt über einen Ferritstab mit induktiver Kopplung zur Eingangsstufe.
7. Die selbstschwingende additive Mischstufe mit induktiver Rückkopplung nutzt eine Oszillatorspannung, die über einen 3,9-kOhm-Widerstand in den Emitterkreis eingekoppelt wird.
9. Es gibt 3 Zwischenfrequenzkreise.
13. Die AM-Diode D1 ist vorhanden.
15. Eine Signaldiode dient als Regelspannungsdiode.
17. Die Regelspannung wirkt auf den Basiskreis des ersten ZF-Transistors.
21. Der ZF-Teil ist einkanalig.
22. Es gibt 2 direkt gekoppelte Stufen.
23. Die Endstufe ist eine komplementäre Gegentakt-Endstufe.
24. Es gibt ein 5-kOhm-Potentiometer im Diodenkreis.
25. Ein eingebauter Lautsprecher kann abgetrennt und durch einen Kopfhörer ersetzt werden.
26. Es gibt eine Spannungsgegenkopplung über 1,5 kOhm vom Ausgang zum Eingang der Endstufe sowie eine weitere Spannungsgegenkopplung über 330 kOhm zur Basis der Treiberstufe.
27. Die Stromversorgung erfolgt über eine 9-Volt-Batterie.

Die Nummern 3, 6, 8, 10, 12, 14, 16, 18-20, 28-30 sind in diesem Kontext nicht relevant und werden nicht weiter behandelt.

 

18.05

 

18.06

 

Im Bild 18.05 sehen wir die Gesamtschaltung eines Transistorengeräts (Canzonetta 301 von Graetz). Oben links ist der UKW-Baustein mit zwei Transistoren in Basisschaltung dargestellt. Darunter befindet sich der ZF-Verstärker für AM und FM. Der erste Transistor dieses Schaltungszugs dient gleichzeitig als Mischtransistor für den AM-Empfang. Die Eingangs- und Oszillatorkreise dafür sind unten links abgebildet. Zur FM-Demodulation wird ein Ratio-Detektor verwendet. Die AM-Demodulatordiode liefert neben der NF-Spannung auch eine Regelgleichspannung über 10 kOhm und 3,3 kOhm, die über eine Koppelwicklung eines 10,7-MHz-Kreises an die Basis des Transistors T 302 geführt wird.

Die Funktion der automatischen Verstärkungsregelung ist folgendermaßen: Die AM-Diode liefert an ihrer Kathode eine positive Richtspannung gegen Masse. Diese gelangt an die Basis eines pnp-Transistors AF 138. Durch diese Spannung wird der Emitter- bzw. Kollektorstrom des Transistors verringert, was zu einer Herabsetzung der Verstärkung führt. Dabei ändern sich auch die inneren Kapazitäten des Transistors, was durch einen 560-Ohm-Widerstand in der Kollektorleitung verhindert wird. Der sich ändernde Emitterstrom bewirkt zusätzlich eine Regelung. Im ungeregelten Zustand liegt am 1,2-kOhm-Emitterwiderstand eine Teilspannung von 1,2 V. Das Minuspotential dieser Spannung gelangt über den Sekundärkreis des ersten AM-Filters an die Anode der dort befindlichen Diode. Die Katode der Diode liegt über 2,2 kOhm am positiven Ende des Emitterwiderstands. Bei einer Sperrspannung von 1,2 V ist die Diode hochohmig und hat keinen Einfluss. Wenn der Emitterstrom herabgeregelt wird, verringert sich die Spannung am Emitterwiderstand. Dadurch erhält die Diode weniger Sperrspannung, ihr Widerstandswert sinkt und sie bedämpft den ZF-Kreis stärker, was wiederum zu einer Verringerung des Verstärkungsgrades führt.

Der NF-Teil der Schaltung besteht aus einer Vorstufe, einer Treiberstufe und einer Gegentakt-Komplementär-Endstufe. Der eingebaute Lautsprecher kann über eine Schaltbuchse abgetrennt und durch einen externen Lautsprecher ersetzt werden. Die Stromversorgung erfolgt über ein Netzteil mit elektronischer Stabilisierung durch den Transistor AC117. Für den Entwurf der Blockschaltung betrachten wir nur die Nummern 1 bis 20 der Liste und berücksichtigen die bisherigen Überlegungen. Daraus ergibt sich die Blockschaltung im Bild 18.06.

 

18.07 Gesamtschaltung des Heimatempfängers

 

Im Bild 18.07 sehen wir die Blockschaltung eines Mittelklasse-Röhrenempfängers, der 1969 auf den Markt gebracht wurde. Diese Schaltung repräsentiert den neuesten Stand der Röhrentechnik und ist richtungsweisend für viele ähnliche Modelle, die immer noch in Betrieb sind. Der UKW-Baustein verwendet eine ECC 85-Röhre für die Vorstufe und die additive Mischstufe. Im AM-Teil wird das Hexodensystem der ECH 81-Röhre als multiplikative Mischstufe und das Triodensystem als Oszillator eingesetzt. Beim UKW-Empfang wird das Hexodensystem als erste ZF-Verstärkerröhre umgeschaltet. Die Pentode der EBF 89-Röhre wird in beiden Empfangsarten zur ZF-Verstärkung vor der Demodulatorstufe verwendet. Zwei AA 113-Dioden sind im Ratio-Detektor verbaut. Das Diodensystem der EBF 89 wirkt als AM-Demodulator.

Das Gerät verfügt über 9 FM-Kreise, davon sind 3 abstimmbar, und 6 AM-Kreise, von denen 2 abstimmbar sind. Der UKW-Oszillator wird durch eine automatische Scharfabstimmung (AFR) gesteuert. Das Hexodensystem und das Pentodensystem erhalten beim AM-Empfang eine Regelspannung aus dem Diodenkreis. Auf die ausführliche Darstellung der Gesamtschaltung wird hier verzichtet.

Die Verbundröhren ECH 81, EBF 89 und ECL 86 stellen bereits eine Art Integration dar. Sie basieren auf den gleichen Überlegungen wie bei integrierten Halbleiterschaltungen, nämlich die Herstellung mehrerer Systeme gleichzeitig, um Kosten zu sparen. Bei Röhren wurde dies durch die Systemmontage über einer gemeinsamen Kathode und Luftleerpumpen im Kolben realisiert. Bei integrierten Halbleiterschaltungen sind gemeinsame Maskierungs- und Diffusionsvorgänge für mehrere Systeme wirtschaftlicher als die Herstellung einzelner Transistoren.

Bei HiFi-Geräten mit Einzeltransistoren wurde die Bestückung so umfangreich, dass das Format eines Fachbuchs nicht ausreicht, um eine solche Schaltung darzustellen und zu analysieren. Typischerweise enthalten diese Schaltungen 50 bis 60 Transistoren und 20 bis 30 Dioden, und die Schaltbildzeichnungen erstrecken sich über fünf bis sechs DIN A4-Seiten. Mit integrierten Schaltungen begann hier eine Wende, um den Arbeits- und Materialaufwand zu reduzieren oder auf Gebiete mit günstigeren Fertigungsmöglichkeiten zu verlagern. Ähnlich wie beim Übergang von der Einzelverdrahtung zur gedruckten Schaltung, bei der das gesamte Leitungsnetz aus einer Kupferfolie geätzt wird und alle Verbindungen gleichzeitig in einem Lötbad hergestellt werden, ermöglichen integrierte Schaltungen eine Vereinfachung und Kosteneinsparung.

Bei umfangreichen HiFi-Schaltungen mit Einzeltransistoren ist es besonders wichtig, über solide Kenntnisse der Grundschaltungen zu verfü

gen und auf Kundendienstunterlagen mit Funktionserläuterungen von den Herstellern angewiesen zu sein. Fachwerkstätten sollten solche ausführlichen Unterlagen ausdrücklich anfordern, da andernfalls eine sachgemäße Wartung der Geräte nicht möglich ist.

 

19. Integrierte Schaltungen der dritten Generation

 

Die Kombinationsmöglichkeiten von Transistorsystemen und Empfängerstufen sind sehr vielfältig. Eine Gliederung nach der Stufenanordnung wäre jedoch unübersichtlich, da je nach Entscheidung des Entwicklungslabors FM- oder AM-Eingangsstufen, ZF-Verstärker, Demodulatoren und NF-Stufen miteinander kombiniert werden können. Um Interessierten und insbesondere Servicetechnikern Richtlinien zu geben, wurde hier eine Übersicht mit zwei Koordinaten, nämlich 1. Empfängerstufen und 2. Bausteintypen, erstellt. In einer Art "Kreuzschienenfeld" sind die für den jeweiligen Typ vorgesehenen Empfangsstufen durch ein schattiertes Feld gekennzeichnet. Die Bausteintypen sind lediglich nach ihrer Ziffernbezeichnung geordnet. Dies ergibt ein übersichtliches Ordnungssystem mit schnellem Zugriff und einer ausreichend eindeutigen Kennzeichnung. Vorangestellt sind Kurzzeichen für die Herstellerfirmen sowie die von den Firmen verwendeten Buchstabenkombinationen vor den Zahlenangaben.

Die Tabelle enthält nur eine Auswahl von Typen, für die Anwendungsbeispiele von Halbleiterherstellern oder Rundfunkfirmen vorliegen. Die nachfolgenden Abschnitte sind ebenfalls nach den Ziffernbezeichnungen der integrierten Schaltungen geordnet, um eine schnelle Information über die Eigenschaften der einzelnen Typen zu ermöglichen. Dies erscheint zweckmäßiger als die Besprechung kompletter Empfängerschaltungen mit integrierten Bausteinen, da dabei nur die Bestückungen des jeweiligen Gerätetyps behandelt werden können.

In diesen Abschnitten des Kapitels 19 werden aus Platzgründen nicht alle in der Tabelle aufgeführten Bausteintypen erläutert, jedoch wurden einige davon bereits in früheren Kapiteln besprochen. Die letzte Spalte der Tabelle gibt entsprechende Hinweise. Die Beispiele wurden so ausgewählt, dass Anwendungen für die wichtigsten und am häufigsten verwendeten Kombinationen von Stufen innerhalb einer integrierten Schaltung gegeben werden.

 

 

 

19.01 Baustein TBA

 

19.02 Baustein TBA 

 

Im Bild 19.01 sieht man die Innenschaltung des Bausteins TBA 110, der von der Firma Intermetall hergestellt wird. Die Schaltung besteht aus drei Verstärkerstufen (1 bis 3), die zwischen den Anschlüssen 1-2 und 4-5 durch Koppelkapazitäten verbunden sind. Dadurch entsteht ein dreistufiger Breitbandverstärker mit RC-Kopplung, der den Frequenzbereich von 460 kHz bis 10,7 MHz abdeckt. Ein Regelspannungsverstärker (4) steuert die Basisspannungen der ersten und zweiten Signalverstärkerstufe. Ein Spannungskonstanthalter (5), bestehend aus einer Kette von drei in Durchlassrichtung betriebenen Dioden, stabilisiert die Basisspannungen der Verstärkertransistoren auf eine Teilspannung von etwa 1,8 V. Diese Spannung kann auch außerhalb der integrierten Schaltung für ähnliche Zwecke genutzt werden. Im FM-Betrieb fungiert der Verstärker als Begrenzer.

Im Bild 19.02 wird ein Anwendungsbeispiel für den Baustein TBA 110 gezeigt. Die ZF-Signale werden über zwei hintereinander geschaltete Kreise für 10,7 MHz und 460 kHz zugeführt. Die erforderliche Selektion erfolgt durch vorangehende Bandfilter oder Keramikfilter. Am Ausgang werden ein Ratiodetektor und eine AM-Demodulatordiode angeschlossen. Über Anschluss 7 der integrierten Schaltung liefert der AM-Demodulator die Regelspannung für den internen Regelspannungsverstärker. Die Signalverstärkerstufen sind über Kondensatoren mit 4,7 nF gekoppelt. Die anderen Kapazitäten dienen als Erdungs- und Siebkondensatoren.

 

 

19.03 und 19.04 Baustein TBA 120 für FM-Zf-Verstärker mit Demodulator

 

Im Bild 19.03 wird der Baustein TBA 120 für FM-ZF-Verstärker mit Demodulator gezeigt. Diese Art von integrierten Schaltungen wurde hauptsächlich für den 5,5-MHz-Differenztonverstärker in Fernsehempfängern entwickelt, kann aber auch für 10,7 MHz in Rundfunkempfängern verwendet werden. Der Baustein TBA 120 von Siemens enthält einen achtstufigen direkt gekoppelten Verstärker mit starker Begrenzerwirkung zur Unterdrückung von AM-Signalen sowie einen Koinzidenzdemodulator. In Bild 19.03 ist auch ein 5-kΩ-Potentiometer für die "kalte" Lautstärkeeinstellung zu sehen, vergleichbar mit Bild 16.12. Der FM-Demodulator wird durch Abgleichen des Phasenschieberkreises auf die Resonanzfrequenz eingestellt. Die ZF-Selektionskreise sollten am Eingang des Bausteins konzentriert werden.

 

19.05 Dreistufiger Nf-Verstärker TAA151

 

Im Bild 19.05 wird der dreistufige Niederfrequenz-Verstärker TAA151 gezeigt. Die Innenschaltung ist relativ einfach aufgebaut und besteht aus einem Einzelsystem T1 sowie einem zweistufigen direkt gekoppelten Verstärker T2-T3. Aufgrund der hohen Gesamtverstärkung eignet sich dieser Verstärker gut für stark gegengekoppelte Schaltungen zur Klangbeeinflussung.

 

19.06 Vor- und Entzerrerverstärker für magnetodynamische Tonabnehmer

 

Das Bild 19.06 zeigt einen Vor- und Entzerrerverstärker für magnetodynamische Tonabnehmer. Bei solchen Tonabnehmern steigt die Ausgangsspannung bei höheren Frequenzen stark an, da das Induktionsgesetz besagt, dass sich bei schnellen Änderungen des Magnetfeldes eine höhere Spannung ergibt. Um diese ansteigende Spannung bei der Wiedergabe abzusenken, wird eine tiefenanhebende Gegenkopplung vom Ausgang zurück auf die ersten Stufen des Verstärkers verwendet.

 

19.07 Alternative Verwendungsmöglichkeit des Bausteins

Siemens gibt eine weitere Möglichkeit für den Baustein TAA151 an, wie in Bild 19.07 dargestellt. Dabei kann das getrennt herausgeführte System T1 als ZF-Verstärkerstufe dienen, während die Systeme 2 und 3 als Niederfrequenz-Vorverstärker genutzt werden. Diese Alternative eröffnet zusätzliche Anwendungsmöglichkeiten für den Baustein.

 

19.08 TAA 293 als AM-Mischstufe und Zf-Verstärker

 

Im Bild 19.08 wird der Baustein TAA 293 von Valvo gezeigt, der dieselbe Innenschaltung wie der TAA 151 in Bild 19.05 besitzt, mit Ausnahme eines Widerstandswerts (1 kΩ statt 1,5 kΩ). Die Grenzfrequenz dieses Bausteins ist so hoch, dass er auch als AM-Zwischenfrequenzverstärker eingesetzt werden kann. In einer Schaltung von Loewe Opta wird der TAA 293 sogar als additive AM-Mischstufe verwendet.

Die Zwischenfrequenzselektion erfolgt mittels eines Keramikfilters zwischen den Anschlusspolen 8 und 2, wobei ein Kompaktfilter von Valvo verwendet wird. Diese Schaltung wird in den Geräten T 46, T 56 und im Modell 22 806 von Loewe Opta eingesetzt.

 

19.09 und 19.10 - Integrierter 1-W-Nf-Verstärker Typ TAA 300

 

Im Bild 19.09 wird der integrierte 1-W-Nf-Verstärker TAA 300 gezeigt, der eine Vorstufe, eine Komplementär-Treiberstufe, eine Gegentakt-B-Endstufe und eine Stabilisierungsschaltung für den Ruhestrom der Endstufe enthält. Die Innenschaltung zeigt, wie viel komplexer die Anordnung im Vergleich zu Bild 19.05 ist.

In integrierter Technik ist es schwierig, Transistoren vom pnp-Typ mit hoher Stromverstärkung herzustellen. Aus diesem Grund arbeitet die Gegentakt-B-Endstufe mit npn-Transistoren in einer Quasi-Komplementärschaltung. Die Endsysteme T9 und T10 werden durch die Stromverstärkertransistoren T7 und T8 zu Darlington-Paaren ergänzt. Ihre hohe Stromverstärkung ermöglicht es, den Kollektorstrom der Treiberstufe T4, T5 niedrig zu halten. Der pnp-Transistor T6, der die Phasenumkehr bewirkt, hat eine Stromverstärkung von etwa 100, was eine gute Symmetrie der Endstufe gewährleistet. Eine Stabilisierungsschaltung mit dem Transistor T11 hält den Ruhestrom der Endstufe trotz Schwankungen der Speisespannung und der Umgebungstemperatur nahezu konstant. In der Treiberstufe ist eine Kapazität von 10 pF zur Unterdrückung von Störungen durch hochfrequente Signale in die Schaltung integriert. Die Eingangsstufe TI, T2 ist als Differenzverstärker ausgeführt.

Die Gesamtschaltung in Bild 19.09 würde einen erheblichen Aufwand erfordern, wenn sie aus Einzelelementen aufgebaut würde. Durch die Verwendung des TAA 300 Bausteins kann jedoch mit einem Minimum an Bauelementen gearbeitet werden, wie das Anwendungsbeispiel in Bild 19.10 zeigt. Die Wechselstromgegenkopplung des Verstärkers wird durch den Widerstand zwischen Anschluss 8 und Masse auf das gewünschte Maß eingestellt. Mit dem Trimmwiderstand am Anschluss 9 kann der Gesamtruhestrom bei einer Speisespannung von 9 V auf 8 mA eingestellt werden. Diese Schaltung eignet sich für leichte Reiseempfänger mit einer maximalen Ausgangsleistung von 1 W. Ein integrierter Nf-Baustein mit Endstufe für 3 W Leistung wurde bereits in Bild 16.27 bis 16.30 besprochen.

 

19.11 - Integrierter AM-Empfänger mit SL 420

 

Die Eingangsschaltung dieses Bausteins, eine multiplikative Mischstufe, wurde bereits in Bild 14.24 behandelt. Der gesamte AM-Empfänger ist auf einem einzigen Chip mit 20 Anschlüssen integriert und enthält alle aktiven und passiven Elemente, die für einen AM-Empfänger benötigt werden. Lediglich die Schwingkreise, Sieb- und Erdungskondensatoren mit größeren Kapazitätswerten sowie das Lautstärkepotentiometer und der Lautsprecher müssen extern angeschlossen werden. Obwohl es sich hierbei nur um ein einfaches Gerät wie einen Taschenempfänger handelt, ist die Vereinfachung dennoch beeindruckend und zeigt, wie die Schaltungstechnik größerer Empfänger durch integrierte Bausteine weiter vereinfacht werden kann.

 

 19.12 TBA 450: Integrierter Stereodecoder nach dem Matrixverfahren

 

er Baustein TBA 450 ist ein integrierter Stereodecoder nach dem Matrixverfahren. Durch das Blockschema in Bild 19.12 wird deutlich, wie das Signal decodiert wird und automatisch von Mono auf Stereo umgeschaltet wird. Dieses Umschalten kann entweder durch den Empfang des Pilottons über einer einstellbaren Schwelle allein oder zusätzlich abhängig von der Stärke des Antennensignals erfolgen. Dadurch wird nur bei weitgehend störungsfreiem Empfang auf Stereo umgeschaltet. Der Baustein enthält außerdem eine Treiberstufe für die Stereoanzeige. Die Schaltung arbeitet mit Versorgungsspannungen von 4,5 V bis 18 V und kann daher für batteriebetriebene und netzgespeiste Geräte verwendet werden.

 

 19.13  Anschlussbelegung für TBA 450

 

Die Anschlussbelegung für den Baustein TBA 450 ist in Bild 19.13 dargestellt. Das Multiplexsignal Mx wird am Eingang 2 eingespeist und dort in die drei Kanäle aufgeteilt: Summensignal (L + R), 19-kHz-Pilotton und Differenzsignal (L - R). Am Anschluss 3 befindet sich das Deemphasisglied für das Summensignal, bestehend aus dem Potentiometer P2 und dem 4,7-nF-Kondensator. Das Signal wird dann über den Anschluss 6 wieder in die Matrix zurückgeführt. Der Kanal für das Differenzsignal verläuft vom Anschluss 3 über das Potentiometer P1 zum Anschluss 15. Dort wird es in einer internen Stufe mit dem 38-kHz-Schwingkreis verstärkt, der mit 3,3 kΩ gedämpft ist, und über den Anschluss 13 erneut eingekoppelt. Der Pilotton wird durch die Schwingkreise an den Anschlüssen 3 und 12 herausgefiltert und verdoppelt. Der Kreis am Anschluss 10 erzeugt die Trägerfrequenz für die Funktion der Matrixschaltung.

 

 19.14  TBA 460: Zf-Verstärker für FM und AM + Nf-Vorstufe

 

Der Baustein TBA 460 von Siemens bietet einen hohen Integrationsgrad. Gemäß Bild 19.14 fungiert er als Zf-Verstärker für den FM- und AM-Kanal und enthält zudem die Nf-Vorstufe sowie den Treiber für die Endstufe. Die Schaltung kann mit Betriebsspannungen von 4 V bis 18 V arbeiten und eignet sich für Mono- oder Stereobetrieb in Reise-, Auto- und Heimempfängern. Der Nf-Verstärker ist in der Lage, Endstufen mit bis zu 10 W Leistung direkt anzusteuern. Dies ist besonders vorteilhaft, wenn Reiseempfänger im Netz- oder Auto-Modus eine Endstufe mit höherer Leistung verwenden sollen.

 

 

 19.15 und 19.16 Anwendungsbeispiel des TBA 460

 

In diesem Anwendungsbeispiel, wie in Bild 19.15 dargestellt, sind der Zf-Teil und der Nf-Teil des TBA 460 zur besseren Übersicht getrennt. Zur Selektion bei 460 kHz wird ein keramischer Resonatorfilter (Stemag FP 2 S 05) als Koppelelement verwendet. Am Zf-Ausgang sind der Ratiodetektor und die AM-Demodulatordiode positioniert. Die AM-Regelspannung wird über Anschluss 16 zugeführt. Im FM-Betrieb ist die Regelung unwirksam, und der Verstärker fungiert als Begrenzer.

Der Nf-Verstärker steuert die Komplementär-Endstufe mit den Transistoren AC 187 und AC 188. Ein 55-pF-Kondensator zwischen den Anschlüssen 6 und 8 begrenzt die höheren Frequenzen, während die Widerstände RK und RK' zur Einstellung der Gegenkopplung dienen.

Für Stereoverstärker kann die Grundschaltung in Bild 19.16 verwendet werden. Dabei kommen zwei TBA 460-Bausteine zum Einsatz. Ihre Nf-Sektoren dienen den beiden Stereokanälen, während die beiden Zf-Sektoren separate Verstärkerzüge für 10,7 MHz und 460 kHz ergeben. Dies ermöglicht eine vereinfachte Leitungsführung und vermeidet gegenseitige Störungen zwischen Hochfrequenz- und Zf-Verstärkern. Die integrierte Schaltung TBA 450 wird für den Decoder verwendet.

 

19.17  FM Demodulation

 

Im Bild 19.17 sehen wir den FM-Demodulator NE 560 B, der mit einem Phasenregelkreis arbeitet. In dieser Darstellung wird lediglich die äußere Schaltung in Verbindung mit dem FM-Zf-Verstärker gezeigt. Der FM-Zf-Verstärker besteht aus zwei Differenzverstärkerstufen, die innerhalb einer integrierten Schaltung (Typ 510 A) realisiert sind. Der Eingangssignalpegel sollte größer als 2 mV sein, da eine höhere Spannung eine bessere AM-Begrenzung ermöglicht. Um eine selektive Wirkung zu erzielen, werden Mehrfachbandfilter vor dem Eingang angeordnet. Jede Differenzverstärkerstufe arbeitet mit einem weiteren Transistorsystem in der gemeinsamen Emitterleitung als Stromkonstanthalter. Der Ausgang der ersten Stufe ist mit einem Zf-Schwingkreis verbunden, der über eine Koppelwicklung an den Eingang der zweiten Stufe angepasst ist. Das Zf-Signal gelangt über Anschluss 12 zum Demodulator.

Die RC-Glieder an den Anschlüssen 14 und 15 bestimmen die Grenzfrequenzen des in der Phasenregelschleife befindlichen Tiefpassfilters und somit den Mitnahmebereich und die Ansprechschwelle. Diese Werte werden vom Herstellerwerk vorgegeben. Der Deemphasiskondensator Cj hat ebenfalls einen festgelegten Wert. Der Servicetechniker muss lediglich den Trimmer Cq nachstellen, was im Vergleich zum Abgleichen eines Ratiodetektors eine wesentlich einfachere Aufgabe ist.

 

19.18: Reiseempfänger mit TBA 570

 

Im Bild 19.18 sehen wir einen Reiseempfänger mit dem Baustein TBA 570 von Valvo. Dieser Baustein wurde entwickelt, um eine AM-Mischstufe und eine AM-Demodulatordiode zu integrieren. Durch diese Integration wurde eine erhebliche Reduktion der benötigten aktiven Elemente erreicht, wie der Vergleich mit Bild 19.14 zeigt. Der TBA 570 enthält die AM-Hochfrequenzmischstufe mit Oszillator, den Zf-Verstärker, die Signaldiode mit Regelspannungserzeugung sowie einen Teil des FM-Zf-Verstärkers und den Nf-Vorverstärker mit Treiberstufe. Insgesamt sind 31 Transistorsysteme, 30 Widerstände und 2 Kapazitäten in diesem Baustein vereint.

 

19.19: Schaltungsauszug eines Philips-Reiseempfängers mit TBA 570

 

Im Bild 19.19 ist ein Schaltungsauszug aus dem Philips-Reisesuper Orkan de Luxe dargestellt, der den integrierten Baustein TBA 570 verwendet. Die AM-Eingangskreise werden am Punkt 2 mit der Hf-Stufe gekoppelt. Die Oszillatorabstimmkreise befinden sich an den Punkten 3 und 4. Über eine Verstärkerstufe und den Anschlusspunkt 1 wird die AM-Zwischenfrequenz ausgekoppelt und einem Bandfilter für 460 kHz zugeführt, das mit einem keramischen Resonator als Koppelelement arbeitet. Das Signal gelangt über Punkt 15 zurück zum Baustein, durchläuft eine weitere Verstärkerstufe, wird gleichgerichtet, und die Nf-Spannung gelangt über Punkt 5 zu den Klang- und Lautstärkeeinstellern. Die AM-Diode liefert die Regelspannungen für zwei Verstärkerstufen. Das Nf-Signal wird über Punkt 12 erneut in den Baustein eingespeist, zweistufig verstärkt und dann der Gegentakt-Endstufe zugeführt. Gegenkopplungszweige sind an den Punkten 10 und 13 angeschlossen.

Die FM-Zwischenfrequenz von 10,7 MHz wird zunächst mit einem Einzeltransistor BF 194 verstärkt und ebenfalls über Punkt 15 eingespeist. Sie wird in der dritten Breitbandstufe weiter verstärkt und dann einem separaten Begrenzerverstärker für FM zugeführt, dessen Ausgangsspannung über die Punkte 6 und 7 zum Ratiodetektor führt. Die Ausgangsspannung des Ratiodetektors wird ebenfalls am Lautstärkeeinsteller abgegriffen. Die Niederfrequenzsignale nehmen also den gleichen Weg wie beim AM-Empfang. Die Betriebsspannung wird an den Punkten 6 und 8 angeschlossen und die Masseleitung an den Punkten 9 und 16.

 

19.20 TBA 631 - FM-Zf-Verstärker, Demodulator und Nf-Leistungsverstärker

 

Im Bild 19.20 sehen wir den Baustein TBA 631, der ein typischer Baustein für den 5,5-MHz-Tonkanal in Fernsehempfängern ist, aber auch in Rundfunkempfängern verwendet werden kann. Dieser Baustein ermöglicht die Bedienung mehrerer Stufen.

 

19.21 Innenschaltung des TBA 631

 

Im Bild 19.21 ist die Innenschaltung des TBA 631 dargestellt. Diese integrierte Schaltung umfasst einen Zf-Verstärker mit Begrenzer, einen Koinzidenzdemodulator mit Emitterfolger am Ausgang und einen Nf-Verstärker mit Vorstufe, Treiber und Endstufe. Die Nf-Spannung nach dem Koinzidenzdemodulator wird über ein Lautstärkepotentiometer ausgekoppelt und über Anschluss 3 wieder in den Baustein eingespeist, um im Nf-Teil weiterverarbeitet zu werden.

Der Zf-Verstärker im Eingang fungiert als Begrenzer, wobei die Arbeitspunkte seiner Transistoren durch eine Gegenkopplung über den Widerstand Rg stabilisiert werden. Die Selektion erfolgt vor dem Baustein durch ein mehrstufiges Keramikfilter. Der Koinzidenzdemodulator ermöglicht bei einer Frequenz von 10,7 MHz eine Umwandlerkennlinie mit einer Breite von 450 kHz. Dadurch wird eine gute Linearität für den üblichen Frequenzhub von ± 75 kHz erreicht.

Der Nf-Teil kann durch eine frequenzabhängige Gegenkopplung ergänzt werden, die als Klangregler ausgeführt werden kann. Bei einer Betriebsspannung von 22 V liefert die Endstufe eine Ausgangsleistung von 2,2 W bei einem Klirrfaktor von 1%.

 

19.22: AM-FM-Rundfunkempfänger mit TBA 651 und TBA 631

 

Im Bild 19.22 sehen wir einen AM-FM-Rundfunkempfänger, der durch die Verwendung der integrierten Schaltungen TBA 651 und TBA 631 realisiert wird. Die Eigenschaften des TBA 651 wurden bereits in den Bildern 12.18 und 14.23 diskutiert. Es handelt sich um einen kompletten AM-Rundfunkteil mit Hf-Verstärker, Oszillator- und Mischstufe sowie Zf-Verstärker. Eine interne Stabilisierungsschaltung ermöglicht den Betrieb mit Versorgungsspannungen von 4,5 V bis 18 V, was sowohl für Taschenempfänger als auch für leistungsstarke Heimempfänger geeignet ist. Der Regelbereich ist groß genug, um eine geringe Änderung der Eingangsspannung von 80 dB nur zu einer etwa 10 dB Änderung der Nf-Spannung führen zu lassen.

Der Mischerausgang und der Zf-Eingang sind an Anschlussstiften herausgeführt, um die Zf-Filter einzufügen. Dies ermöglicht auch die Umschaltung des Zf-Verstärkers auf den UKW-Empfangsteil, wie im Schaltbild dargestellt. Das 10,7-MHz-Signal wird dann zum Eingang des Bausteins TBA 631 geleitet, dessen Funktion bereits in den beiden vorhergehenden Bildern beschrieben wurde. Für den AM-Empfang wird auf eine externe Demodulatordiode umgeschaltet. Die Nf-Signalspannung der Demodulatordiode wird über einen weiteren Umschalter zum Lautstärkeeinsteller und damit zum Nf-Verstärker der integrierten Schaltung TBA 631 geführt.

Mit Ausnahme des UKW-Bausteins, der AM-Demodulatordiode und einer möglichen leistungsstärkeren Endstufe sind alle Halbleitersysteme eines Empfängers in diesen beiden integrierten Schaltungen zusammengefasst.

 

19.23 Ringmodulator mit integrierten Transistorsystemen

 

Im Bild 19.23 sehen wir die Funktion eines Ringmodulators, der mit integrierten Transistorsystemen arbeitet. Hierfür eignet sich die integrierte Schaltung CA 3026 von RCA. Diese Schaltung enthält zwei unabhängige Differenzverstärker mit Konstantstromtransistoren in den Emitterleitungen auf einem gemeinsamen Substrat. Durch den gleichen Herstellungsprozess und die enge thermische Kopplung der Systeme weisen sie sehr gleichmäßige elektrische Eigenschaften und eine vollständig gleiche Temperaturdrift auf, was für Brückenschaltungen wünschenswert ist.

Das Bild zeigt die Verbindung der beiden Brückenverstärker zu einem Ringmodulator. Mit diesem Modulator kann die Trägerfrequenz fv mit einem Signal fj moduliert werden, und am Ausgang erhält man das Mischprodukt fg - fl-. Die Grundfrequenzen fallen dabei weg.

Im Schaltbild sind die Kollektoren der Brückentransistoren TI, T2 und T5, T6 so gegensätzlich geschaltet, dass die an den Basen und Emittern in Gegentakt zugeführten Eingangssignale sich im Kollektorkreis aufheben. Die Frequenz fi wird den Basisanschlüssen der Transistoren Tl, T2 und T5, T6 in Gegentakt zugeführt. Die Frequenz f-2 liegt in Gegentakt an den Basisanschlüssen der Transistoren T3 und T4. Solange die Schaltung nicht übersteuert wird, arbeiten die Differenzverstärker als Produktmischstufen und reduzieren die Harmonischen der Grundfrequenzen weitgehend. Die Gegenkopplungswiderstände R.3 und R.5 linearisieren die Arbeitspunkte und der den Emittern der Differenzverstärker zugeführte Strom ist eine genaue Funktion der Basisspannung der Konstantstromtransistoren T3 und T4.

Mit den richtigen Steuerspannungen entstehen am Ausgang die Summen- und Differenzfrequenzen von fi und f2, während die Grundfrequenzen und ihre Harmonischen unterdrückt werden. Diese Schaltung eignet sich als Mischstufe zum Herabmischen der Empfangsfrequenz auf die Zwischenfrequenz f2 - fi und auch als Produkt-Detektor hinter dem Zf-Verstärker. Dabei wird dem modulierten Zf-Signal die unmodulierte Zf-Trägerfrequenz hinzugefügt, um das reine Nf-Signal als Differenzfrequenz zu erhalten.

 

20. Komfortfunktionen bei Spitzengeräten

Die Empfänger der ersten Generation verwendeten Abstimmanzeigeröhren als Bauelement, das vom Demodulator nahezu ohne zusätzlichen Schaltungsaufwand betrieben werden konnte. Leuchtsektoren oder Leuchtbänder zeigten die korrekte Senderabstimmung an, während Stereo-Sendungen ein zusätzliches Feld innerhalb der gleichen Röhre zum Aufleuchten brachten. Obwohl Transistoren und integrierte Schaltungen große Fortschritte in der Empfängertechnik brachten, geriet die Abstimmanzeige in den Hintergrund. Es hat sich bisher nichts Ähnlich Einfaches und Einheitliches wie die Abstimmröhre herausgebildet. Anzeigeröhren sind für Transistorempfänger kaum mehr geeignet, da die dafür erforderliche hohe Anodenspannung nicht ins Konzept passt und einen erhöhten Aufwand bedeutet. Möglicherweise bieten Galliumarsenid-Dioden in Zukunft eine Lösung. Derzeit bestehen zwei Möglichkeiten für die Abstimmanzeige: Glühlampen oder Zeigerinstrumente.

 

20.01 Abstimmanzeige mit Glühlämpchen

 

Im Bild 20.01 wird eine Abstimmanzeige mit Glühlämpchen dargestellt. Durch die Regelspannung, die vom Demodulator kommt, kann ein Hilfstransistor gesteuert werden, in dessen Kollektorkreis sich eine Niedervolt-Glühlampe befindet. Wenn die Abstimmung auf den Sender richtig eingestellt ist, leuchtet die Lampe am hellsten [3].

Eine noch präzisere Anzeigevorrichtung mit dem Namen Luxometer wird in einem HiFi-Steuergerät von Telefunken eingesetzt. Dabei befinden sich Glühlampen in den Emitterleitungen der Komplementärtransistoren T2 und T4. Sie werden mit ungesiebten Gleichspannungen entgegengesetzter Polarität versorgt und über die 180-Ohm-Widerstände vorgeheizt, sodass sie kurz vor dem Aufleuchten stehen. Die Transistoren T2 und T4 werden durch zwei weitere Komplementärtransistoren T1 und T3 in Darlington-Schaltung von den Spannungen an den Punkten A und B des Ratiodetektors gesteuert.

Die Summenspannung am Ladekondensator Cl beträgt bei richtiger Abstimmung null. Bei Abweichungen verschiebt sich das Potential an den Punkten A und B zu negativen oder positiven Werten. Dadurch wird eines der Darlington-Paare eingeschaltet und der Strom am anderen verringert. Dies führt dazu, dass eine Glühlampe heller leuchtet und die andere dunkler wird. Die Abstimmung muss so erfolgen, dass beide Glühlampen gleich hell sind. Dieser Zustand ist besonders deutlich erkennbar, wenn die Lampen nebeneinander angeordnet sind. Sie sind kreisförmig angeordnet, sodass man sehen kann, in welche Richtung nachgestimmt werden muss, wenn das Gerät verstimmt ist. Eine dritte Lampe in dieser Anzeige leuchtet bei Stereo-Sendungen auf. Sie wird durch das vorhandene Pilotsignal angesteuert.

 

20.02 Messinstrument als Feldstärkeanzeiger

 

Im Bild 20.02 wird ein Zeigerinstrument als Feldstärkeanzeiger im Stereo-Steuergerät HF 550 von Grundig verwendet. Es dient sowohl als Abstimmanzeige als auch als Indikator für die Höhe der Hf-Antennenspannung, also der Feldstärke.

In der Schalterstellung "Abstimmanzeige" befindet sich das Zeigerinstrument am Ausgang des Demodulators und schlägt bei richtiger Abstimmung auf den maximalen Wert aus. In der anderen Schalterstellung "Feldstärke" ist das Instrument parallel zu den Widerständen R1 und R2 geschaltet. Die Kollektorströme der drei Zf-Transistoren fließen durch diese Widerstände. Der Gesamtstrom hängt von der Begrenzerwirkung der Transistoren ab. Je höher die Eingangsspannung ist, desto stärker werden die Transistoren übersteuert. Dadurch steigt der mittlere Kollektorstrom an und gibt einen Hinweis auf die Feldstärke.

Die Spannung, die durch diesen Strom an R1 und R2 erzeugt wird, gelangt über die in Flussrichtung vorgespannte Diode D1 zum Instrument. Bereits bei Null-Antennensignal fällt an der Diode eine kleine Teilspannung ab, sodass das Instrument noch nicht ausschlägt. Dieser Nullpunkt wird mit dem Trimmwiderstand R1 justiert. Mit dem Trimmwiderstand R3 wird der Zeigerausschlag des Instruments auf 30 mV Antennenspannung eingestellt. Es zeigt dann Eingangsspannungen im Bereich von 2 µV bis 20 mV auf einer annähernd logarithmischen Skala an.

Die Schaltung ermöglicht es, anhand der Feldstärkeanzeige festzustellen, ob eine Station ausreichend Antennenspannung für eine gute Wiedergabe liefert, und sie ermöglicht auch die Erkennung von Tiefschwundperioden.

 

20.03 UKW-Tell mit Abstimmanzeige für Stationstasteneinstellung

 

Im Bild 20.03 wird die vereinfachte Schaltung des UKW-Abstimmteils im Telefunken-Empfänger Opus Studio 201 gezeigt. Der Anzeigeteil besteht aus drei Instrumenten (11 bis 13), die dazu dienen, auf der Hauptschale genau abgestimmte Sender auf Stationstasten zu übertragen.

Die Vor- und Mischstufe des UKW-Bausteins sind mit Feldeffekttransistoren ausgestattet. Für den Oszillator wird ein bipolarer Transistor verwendet. Die vier Resonanzkreise, der Eingangskreis, das Bandfilter und der Oszillatorkreis, werden durch Paare von gegeneinander geschalteten Kapazitätsdioden abgestimmt, um Verzerrungen durch einseitig gekrümmte Kennlinien zu vermeiden.

Die Abstimmgleichspannung wird von den Potentiometern der Stationstasten oder dem Handabstimmpotentiometer abgenommen. Die Enden dieser Potentiometer sind an zwei Sammelschienen angeschlossen, die von einem Spannungskonstanthalter mit 15 V Gleichspannung gespeist werden. Über eine Gleichspannungsverstärkerstufe wird diese konstante Spannung auf die Ausgleichsspannung des Ratiodetektors überlagert. Bei richtiger Abstimmung ist die Ausgleichsspannung gleich Null und hat keinen Einfluss auf die Kapazitätsdioden. Wenn eine Frequenzdrift auftritt, addiert sich die entstehende Abstimmspannung zur stabilisierten Spannung von 15 V und bringt die Empfangs- und Oszillatorkreise wieder auf den Sollwert.

Um manuell auf einen Sender einzustellen, ist am Zf-Verstärker ein Transistorvoltmeter mit dem Abstimmanzeigeinstrument 11 angeordnet. Es zeigt die richtige Abstimmung durch den maximalen Zeigerausschlag an. Ein weiteres Instrument 13 ist über den Gleichspannungsverstärker am Ausgang des Ratiodetektors angeschlossen. Wenn die umschaltbaren Kontakte dieses Instruments in der Position "F = Feinabstimmung" stehen, zeigt das Messwerk die S-Kurve bzw. den Nulldurchgang des Ratiodetektors beim Durchstimmen des Empfängers an. Dieser Nulldurchgang ist deutlicher erkennbar als ein maximaler Ausschlag. Der Zeiger des Instruments hat seine Nullposition in der Mitte, so dass man sofort erkennen kann, ob sich die Abstimmlage möglicherweise geändert hat, und kleine Unterschiede nachstimmen kann, damit die Scharfabstimmautomatik optimal arbeitet.

Für die Übertragung auf Stationstasten ist ein weiteres Instrument 12 vorgesehen. Es zeigt über eine Transistorverstärkerstufe T4 die Höhe der jeweiligen Diodenabstimmspannung an, die ein Maß für die eingestellte Empfangsfrequenz ist. Die Skala des Instruments 12 ist grob in Megahertz geeicht. Wenn man also einen Sender manuell eingestellt hat, merkt man sich die Zeigerposition bzw. den Megahertz-Wert an diesem Instrument 12, drückt die entsprechende Stationstaste und gleicht sie ab, bis der Zeiger denselben Ausschlag wie zuvor zeigt.

Wenn die Übernahmetaste gedrückt wird, gehen die Umschalter des Instruments 13 in die Position "Ü". Das Instrument liegt nun als Nullinstrument in einer Widerstandsbrücke über die Transistoren T4 und T5. Wenn man nun das Instrument 12 mit der Stationstaste genau auf Null abgleicht, bringt man die gleiche Abstimmspannung an die Resonanzkreise wie zuvor mit der Handabstimmung. Die Abweichung des Zeigerausschlags gibt an, in welche Richtung das Potentiometer gedreht werden muss.

Die beiden antiparallel geschalteten Dioden am Instrument 13 begrenzen den Zeigerausschlag bei zu großen Abweichungen, verhindern eine Überlastung des Instruments und bewirken einen Skalenverlauf, bei dem die beste Anzeigeempfindlichkeit in der Mitte der Skala liegt. Die drei Instrumente sind organisch in die Frontplatte des Gehäuses integriert und haben ein Flachprofil.

 

Bild 20.04: Elektronische Frequenzanzeige statt Abstimmskala

 

Im Bild 20.04 wird die Blockschaltung einer elektronischen Frequenzanzeige dargestellt. Anstelle von mechanischen Abstimmskalen wird hier versucht, Mechanik durch Elektronik zu ersetzen. Die Oszillatorfrequenz des Empfängers wird verstärkt und einem Wandler zugeführt, der die Frequenzen in proportionale Spannungswerte umwandelt. Dieser Wandler funktioniert ähnlich wie ein Kondensatordiskriminator. Höhere Frequenzen erzeugen höhere Spannungen, die zur Betätigung eines in Frequenzen geeichten Zeigerinstruments verwendet werden könnten. Dennoch wäre man immer noch auf ein elektromechanisches Messinstrument angewiesen.

 

Bild 20.05: Digitale Frequenzanzeige mit Glimmlichtziffernröhren

 

Eine alternative vollelektronische Lösung ist die digitale Frequenzanzeige mit Glimmlichtziffernröhren. Dieses Verfahren basiert auf den bekannten Frequenzmessern mit Digitalanzeige. Es ist jedoch nicht möglich, die Empfangsfrequenz direkt als Messwert zu verwenden, da sonst keine Frequenz angezeigt würde, solange kein Eingangssignal vorhanden ist. Man wüsste nicht, auf welchen Sender das Gerät abgestimmt ist und in welche Richtung man drehen müsste, um einen anderen bekannten Sender zu empfangen. Aus diesem Grund wird stattdessen die stets vorhandene Oszillatorfrequenz als Messwert verwendet.

Die Blockschaltung in Bild 20.05 zeigt, wie die Oszillatorfrequenz einem Begrenzerverstärker zugeführt wird und davon die Zwischenfrequenz von 460 kHz subtrahiert wird. Da der Oszillator ständig um diesen Frequenzbetrag höher schwingt als die Empfangsfrequenz, ist die Subtraktion in der digitalen Zähltechnik kein Problem. Der elektronische Zähler wird vor jedem Messvorgang nicht auf Null, sondern auf -460 kHz zurückgesetzt. Dafür wird der Steuerzähler im oberen Teil der Blockschaltung verwendet, der eine Vorwahl für den Wert 460.000 darstellt.

Um die Frequenz zu messen, werden die Schwingungen während eines bestimmten Zeitabschnitts gezählt. Diese Zeiteinheit wird von einem 100-kHz-Quarzoszillator erzeugt. Mit Hilfe von Frequenzteilerstufen werden aus der 100-kHz-Schwingung Rechteckimpulse mit einer Dauer von 1 ms erzeugt. Diese Impulse öffnen jeweils für diese Zeit eine Torschaltung, durch die die anzuzeigende Frequenz in die eigentliche Zähl- und Anzeigeschaltung gelangt. Der Zählvorgang wird mit einer gewissen Verzögerungszeit stetig wiederholt, um eine flackerfreie Anzeige zu gewährleisten. Im AM-Bereich erfolgt die Anzeige vierstellig mit einer Genauigkeit von ± 1 kHz.

Die gesamte Digital-Elektronik arbeitet mit integrierten Schaltungen der Logikfamilie FL 100 von Siemens. Obwohl diese Schaltungen für Unterhaltungsempfänger noch zu teuer sind, schließt dies nicht aus, dass in Zukunft die gesamte Zählelektronik auf einem einzigen Siliziumchip integriert wird und dann in großen Stückzahlen auch für Rundfunkempfänger zu einem erschwinglichen Preis erhältlich sein könnte.

 

Senderspeichertasten

Bei solchen Empfängermodellen arbeiten die Bereichs- und Stationstasten vollständig elektronisch, ohne jegliche Mechanik. Sie betätigen elektronische Schaltungen, die die entsprechenden Abstimmungen vornehmen. Dies ermöglicht eine präzise und zuverlässige Einstellung der gewünschten Sender. Der Aufwand für diese elektronischen Schaltungen ist geringer als bei den mechanischen Konstruktionen, da keine komplexen Übertragungsglieder oder Kurvenscheiben erforderlich sind. Dadurch können hochwertige Empfänger mit einer komfortablen und zuverlässigen Bedienung realisiert werden.

 

20.11

 

20.12

 

20.13

 

Bild 20.11 bis 20.13: Fingertipptasten mit Relaisröhren

 

Bild 20.11 zeigt das Prinzip eines vierstufigen "Tastensatzes" beim Philips HiFi-Stereo-Steuergerät Tonmeister RH 790. Die Elemente S1 bis S4 sind "Tastkontakte", die aus zwei Elektroden bestehen und in flachen Mulden platziert sind, die der Form einer Fingerkuppe ähneln und sich neben der Skala auf der Oberseite des Geräts befinden. Wenn man mit dem Finger in eine solche Mulde tippt, werden die beiden Elektroden durch Berührung überbrückt (Bild 20.12).

Rö1 bis Rö4 sind Kaltkatoden-Relaisröhren mit einer Kathode, einer Steuerelektrode (st), einer Hilfselektrode (h) und einer Anode. Diese Glimmröhren werden durch eine Steuerspannung an der Steuerelektrode zum Zünden und Durchschalten gebracht. Die Hilfselektrode (h) bewirkt über einen 22-MΩ-Widerstand eine schwache Hilfsentladung, bei der bereits einige Gasmoleküle ionisiert werden und die Röhren auf das sichere Zünden vorbereitet werden. Wenn man einen Tastkontakt berührt und somit die beiden Elektroden überbrückt, wird ein Zündimpuls erzeugt, der den 1-nF-Kondensator auf etwa 200 V auflädt. Die Steuerelektrode (st) erhält einen Spannungsstoß, und die Relaisröhre schaltet zwischen Anode und Kathode durch und bleibt selbst erhalten, d.h., wenn man den Finger entfernt, bleibt die Hauptentladung erhalten. Der nun durch die Anodenwiderstände fließende Strom erzeugt an der Basis des zuvor gesperrten Transistors im Anodenkreis der Glimmröhre eine Spannung, die auch den Transistor durchschalten lässt. Das zugehörige Potentiometer P wird somit über den Transistor an die stabilisierte Abstimmspannung von 15 V gelegt. Die am Potentiometer eingestellte Teilspannung stimmt die Kapazitätsdioden D5 bis D7 in den UKW-Kreisen auf die vorgewählte Station ab. Die Dioden D1 bis D4 in Bild 20.11 entkoppeln die Potentiometer voneinander.

Die Kathoden der Relaisröhren sind parallel geschaltet und besitzen einen gemeinsamen Kathodenwiderstand R7. Wenn eine Röhre gezündet wird, erhöht sich durch den Spannungsabfall an diesem Widerstand (70 V) das Potential der anderen drei Röhren, sodass eine zuvor gezündete Röhre erlischt. Es kann also immer nur ein Abstimm-Potentiometer durchgeschaltet sein. Eine zusätzliche Hilfswechselspannung aus dem Netzteil (90 V AC) zündet automatisch beim Einschalten des Geräts den Kreis mit der Röhre Rö4 und dem Potentiometer P4 für die Handabstimmung. Damit sind dann auch die anderen drei Fingertippschalter betriebsbereit. Die

Relais-Glimmröhren sind hinter den Fingermulden angeordnet, und durch das Licht der gezündeten Relaisröhren wird gleichzeitig das gewählte Kontaktfeld beleuchtet, sodass man erkennen kann, welcher Schalter eingeschaltet ist. Ein Zeigerinstrument auf der Skala des Geräts zeigt zudem die Größe der Abstimmspannung an. Es ist zur Orientierung in Frequenzen geeicht und eignet sich daher auch für die Übernahmeschaltung zum Programmieren einer Stationstaste, nachdem der Sender zuvor mit der Handabstimmung gewählt wurde (siehe Bild 20.03).

Beim Umschalten des Tastensatzes von einer Station zur anderen können Spannungsspitzen auftreten, die ein Krachen im Lautsprecher verursachen könnten. Diese Spannungsspitzen treten am Widerstand R7 in der gemeinsamen Kathodenleitung auf. Man leitet diese auftretenden Spannungsimpulse zu einer monostabilen Kippstufe (siehe Bild 20.13) weiter. Diese Kippstufe hat die Eigenschaft, nach einer festgelegten Zeit, die von der Zeitkonstante R-C im Rückkopplungszweig der beiden Transistoren abhängt, von selbst in den Ausgangszustand zurückzukehren. Beim Auftreffen des störenden Schaltimpulses an der Basis des Transistors 1 in Bild 20.13 kippt die Stufe um und schaltet damit den Transistor T3 durch. Die Emitter-Kollektorstrecke dieses Transistors liegt parallel zum Eingang des Stereo-Decoders im Empfangsteil. Der durchgeschaltete Transistor sperrt den Eingang kurzzeitig, sodass der Empfänger stumm geschaltet wird. Die Zeitkonstante der Kippstufe ist so bemessen, dass sie erst dann wieder in den Ausgangszustand zurückkippt, wenn der Störimpuls abgeklungen ist und der Empfang wieder freigegeben wird.

 

Automatische Sendersuche

 

 

20.21 und 20.22: Mechanischer Suchlauf

 

Im Bild 20.21 sieht man eine Blockschaltung, die das Prinzip eines mechanischen Suchlaufs bei einem Empfänger zeigt. Durch einen einfachen Tastendruck wird der automatische Sendersuchlauf gestartet. Der Suchlaufmotor dreht langsam den Abstimmkondensator. Eine Suchlauf-ZF-Stufe, die eine Steuerspannung aus der letzten ZF-Stufe des Empfangsteils erhält, arbeitet zusammen mit drei zusätzlichen Abstimmkreisen. Wenn beim Durchstimmen des Drehkondensators ein ZF-Signal auf den Eingang der Suchlaufautomatik trifft, wird es verstärkt und gelangt zur Trigger-Stufe gemäß Bild 20.22.

Die Trigger-Stufe spricht erst bei einem hohen Wert der Resonanzkurve an, fällt dann wieder zurück und erzeugt ein schmales Triggersignal mit steilen Flanken. Dieses Signal kippt ein Flipflop um, wodurch über einen Schaltverstärker der Betriebsstrom des Motors abgeschaltet wird. Ein weiterer elektronischer Schalter schließt den Motor kurz, bremst ihn ab und bringt ihn sofort zum Stillstand (elektronische Bremse).

Während des Suchlaufs wird die automatische Frequenzabstimmung des UKW-Oszillators deaktiviert, um die ZF-Kurve eindeutig zu machen. Zudem wird der NF-Verstärker durch eine Rauschsperre blockiert, sodass der Lautsprecher stumm bleibt. Erst wenn das Flipflop umkippt und den Motor stoppt, wird die Sperre aufgehoben und der Empfang beginnt sofort. Gleichzeitig wird die Nachstimmung wieder aktiviert, damit der eingefangene Sender kontinuierlich optimal abgestimmt bleibt. Diese recht aufwendige Suchlaufautomatik verwendet sieben Transistoren und ist Teil eines Reiseempfängers vom Typ Radar-Matic, der in [4] ausführlich besprochen wurde. Auch das Becker-Autoradio-Gerät Mexico-Olympia arbeitet mit einer mechanischen Suchlaufautomatik, die in den entsprechenden Veröffentlichungen [6] als besonders vorteilhaft für den AM-Bereich mit Variometerabstimmung hervorgehoben wird.

 

 

20.23 und 20.24: Elektronischer Suchlauf

 

Im Bild 20.23 wird das Prinzip eines vollständig elektronischen Suchlaufs ohne mechanische Abstimmittel für den Auto-Super Coburg von Blaupunkt dargestellt. Anstatt mechanischer Abstimmung werden Kapazitätsdioden verwendet. Ein Sägezahngenerator erzeugt eine stetig ansteigende Steuerspannung, die an den HF-Teil des Empfängers weitergeleitet wird. Durch Drücken der Starttaste beginnt die Sägezahnspannung anzusteigen. Gleichzeitig wird eine Stummschaltung aktiviert, die den NF-Teil während des Suchlaufs stumm schaltet. Die Brückenspannung des Ratiodetektors wird dem Sägezahngenerator zugeführt. Wenn die Brückenspannung den Nullwert durchläuft, was der bekannten S-Kurve am Ausgang des Ratiodetektors entspricht, setzt sich der Sägezahngenerator still. Der Sender wird gehalten, und der NF-Teil wird wieder freigegeben. Mit dem Schalter "Abschaltempfindlichkeit" kann die Automatik so eingestellt werden, dass sie nur auf Sender mit hoher Feldstärke einrastet.

Das Prinzip der Halteschaltung wird im vereinfachten Bild 20.24 gezeigt. Der Kondensator C wird über den Widerstand R aufgeladen, wobei die Spannung am Kondensator langsam ansteigt. Durch eine nicht dargestellte Kunstschaltung erfolgt der Anstieg linear. Ein Transistor, der parallel zum Kondensator C liegt, zieht nur einen sehr geringen Strom. Wenn die Brückenspannung des Ratiodetektors über die Nullage hinaus steigt, öffnet der Transistor T und übernimmt den Ladestrom. Dadurch wird die Spannung am Kondensator C und damit die Abstimmspannung stabilisiert, sodass der Sender gehalten wird. Die Spannung am Kondensator wird kontinuierlich nachgeladen, aber vom Ratiodetektor gesteuert, um einen konstanten Wert aufrechtzuerhalten, bis ein neuer Startbefehl über die Starttaste gegeben wird. Wenn der Suchlauf den gesamten Bereich durchfahren hat und die höchste Abstimmspannung erreicht ist, entlädt ein spannungsabhängiger Schalter den Kondensator C schnell, und der Suchlauf beginnt von neuem.

Obwohl das Prinzip des Suchlaufs mit Kapazitätsdioden und Sägezahnspannung bereits 1963 erörtert wurde, fand es erst 1971 seinen Einzug in die industrielle Produktion. Blaupunkt brachte neben dem Auto-Super Coburg auch das HiFi-Steuergerät STG 5091 mit dieser elektronischen Suchlauftechnologie heraus. Auch Loewe Opta entwickelte ein hochwertiges Stereo-Steuergerät mit Suchlaufelektronik. Diese Schaltung ist so ausgelegt, dass sie auf Wunsch nur bei Stereo-Sendern anspricht. Die Gesamtschaltung erfordert einen beträchtlichen elektronischen Aufwand mit 30 Transistoren und 22 Dioden, ermöglicht jedoch eine wirtschaftliche Herstellung, da der Aufwand für mechanische Antriebe und Abstimmelemente entfällt.

 

20.25 Digitaler Suchlauf

 

Im Bild 20.25 wird eine Schaltung von Blaupunkt vorgestellt, bei der eine Zifferntastatur verwendet wird, um die UKW-Kanäle ziffernmäßig einzugeben. Das Gerät stellt sich dann automatisch auf den gewünschten Empfangskanal ein. Die Signale, die für diese Einstellung benötigt werden, sind in einer Speichermatrix mit Magnetkernen programmiert und werden durch das Eintasten abgerufen. Sie steuern die Abstimmdioden im Empfangsteil und zeigen die Kanalzahl auf einem Anzeigefeld an. Diese Suchlaufautomatik arbeitet mit serienmäßigen Digitalbausteinen, einem Kernspeicher und einem Digital-Analog-Wandler. Neben der Zifferntastatur verfügt das Gerät über sechs Stationstasten, mit denen sechs Sendereinstellungen gespeichert werden können. Es gibt auch eine Suchlaufschaltung, bei der man eine weitere Taste drückt und die Digital-Elektronik automatisch die gespeicherten Kanaleinstellungen abfragt und bei empfangswürdigen Sendern einrastet.

Obwohl der Aufwand für solche Anordnungen sehr hoch ist, zeigt dies, dass die Entwicklung von Rundfunkempfängern auch mit der dritten Generation noch nicht abgeschlossen ist und weitere interessante Schaltungen auf die Prüffeld- und Servicetechniker zukommen. Die Verwendung der Digitaltechnik in Rundfunkempfängern kann die Funktion verbessern und den Komfort erhöhen. Kernstück dieser neuartigen digitalen Suchlaufschaltungen sind magnetische Speicherelemente

 

21. Standardschaltungen aus der Radiotechnik

 

Blockschaltbild eines Überlagerungsempfängers

 

Farbbildröhre

 

Gesamtschaltung eines UKW-Tuner mit Silicium-Tanssistoren

 

Heimempfänger für LW, MW und UKW

 

Heimempfänger mit Röhren

 

Schaltung eines Stereo-Decoders

 

Stereo Verstärker

 

Taschenempfänger für MW

 

UKW Vorstufe mit Germanium-Transistor in Basisschaltung

 

UKW-Vorstufe mit Röhre in Zwischenbasis-Schaltung

 

ZF-Verstärker für 460Hz und 10.7MHz